2．2 關(guān)鍵技術(shù)
    (1)加偏置的平衡混頻器技術(shù)
    本文采用平衡混頻器，用基波混頻的方式，把3 mm噪聲信號變成中頻信號。但一般的3 mm平衡混頻器的變頻損耗在10 dB左右，而且要求本振信號達到+13 dBm。由于3 mm信號發(fā)生器的技術(shù)指標(biāo)是輸出大于+3 dBm，因此，很難使混頻器正常工作，在這樣的電平下，混頻器的變頻損耗增大了很多，將大于15 dB。固態(tài)噪聲源的ENR均小于15 dB，因此系統(tǒng)無法正常工作。為此，考慮給混頻器的本振端用直流信號加偏置，以減小對本振信號功率電平的要求。解決了本振信號功率小，無法工作的難題。同時，平衡混頻器還具有端口隔離度好的優(yōu)點，使本振相位噪聲的影響也減小了。

    (2)減小本振信號發(fā)生器相位噪聲的影響
    3 mm信號發(fā)生器的相位噪聲采用Agilent 8563E頻譜分析儀和3 mm諧波混頻器和相位噪聲測量軟件85671A構(gòu)成測量系統(tǒng)，能測量的offset頻率最大到300 MHz，本振信號發(fā)生器相位噪聲測量結(jié)果如圖4所示。

    噪聲系數(shù)測量對本振相位噪聲的要求應(yīng)滿足下述任何一種表述：
    a偏離載波一個中頻處的相位噪聲電平不超過-130 dBm／Hz；
    b本振相位噪聲電平不超過[-174 dBm／Hz+NFdut+Gdut]。
    實測本振信號發(fā)生器AV1482A相位噪聲在偏離載波大于50MHz時均為-11O dBc／Hz，由于采用平衡混頻器，其對本振噪聲有20 dB的抑制度，且本振至輸入端隔離為20 dB，因此，本振相位噪聲在混頻器輸入端引起的噪聲電平為：

    式中：Pt(dBm／Hz)為本振相位噪聲漏至混頻器輸入端的功率；Pc(dBm)為本振載波功率；L(dBc／Hz)為本振相位噪聲；Im(dB)為混頻器本振輸入端至射頻輸入端的隔離度；Sm(dB)為混頻器對本振的相位噪聲的抑制度；NFdut(dB)為DUT的噪聲系數(shù)；Gdut(dB)為DUT的增益。
    在最壞條件下，NFdut=3 dB，Gdut=0 dB，NFsys=5 dB，Gsys=30 dB。
    被測件在輸入阻抗為50 Ω時產(chǎn)生的噪聲功率與本身的噪聲和系統(tǒng)低噪聲放大器的噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲功率：
    Pn=KT0+NFdut+GdutNFsys+Gsys=-174 dBm+3 dB+0 dB+5 dB+30 dB=-136 dBm／Hz
    式中：NFsys(dB)為低噪聲放大器的噪聲系數(shù)；Gsys(dB)為低噪聲放大器的增益；B(Hz)為噪聲帶寬；T0(K)為標(biāo)準(zhǔn)溫度(290 K)；K為波爾茲曼常數(shù)(1．38×10-23)。
    結(jié)論：本系統(tǒng)本振相位噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲電平均不超過要求：
    -147 dBm／Hz<<-130 dBm／Hz滿足a項要求；
    -147dBm／Hz<<-136 dBm／Hz滿足b項要求。
    由于噪聲系數(shù)測量時要做系統(tǒng)校準(zhǔn)，對系統(tǒng)二級噪聲進行修正，因此滿足上述條件就不會對噪聲系數(shù)測量不確定度產(chǎn)生影響。
    (3)在系統(tǒng)中加入3 mm低噪聲放大器
    在3 mm頻段平衡混頻器變頻損耗>1O dB，噪聲系
數(shù)也在這樣的量級，如果系統(tǒng)加入低噪聲放大器，不僅減小了系統(tǒng)二級噪聲的貢獻，也使系統(tǒng)工作十分穩(wěn)定，測量數(shù)據(jù)的重復(fù)性很好。同時減小了系統(tǒng)本振相位噪聲對系統(tǒng)測量的影響。
    (4)計算了測量系統(tǒng)動態(tài)范圍
    ①放大器動態(tài)范圍的估算：
    考慮到放大器的增益和噪聲系數(shù)的起伏，取其噪聲系數(shù)為5 dB，則：

    放大器P-1dB壓縮點的輸入信號為-40 dBm，所以放大器的動態(tài)范圍為23．6 dBm。
    ②系統(tǒng)動態(tài)范圍的估算
    噪聲源輸出功率的估算：
    首先求噪聲源平均超噪比值(ENR)：
   
    輸出噪聲功率為：

    這樣估算出系統(tǒng)的動態(tài)范圍為15dB左右，因此，增益大于15 dB的放大器需在放大器后接入衰減器一同測試。

3 測量結(jié)果分析
3．1 測量數(shù)據(jù)
    測量我所研制的PHEMT電路裸片16個，圖5給出其中之一的實測噪聲系數(shù)和增益曲線，偏置條件為Vds=1．0 V，Ids=22 mA。

3．2 測量不確定度的分析
    噪聲系數(shù)測量不確定度不僅取決于噪聲系數(shù)分析儀的準(zhǔn)確度，而且與被測件的噪聲系數(shù)和增益的大小有關(guān)，如圖6所示。

    同時考慮失配的因素，采用如下計算公式：
式中：

    根據(jù)上述公式，以94 GHz MMIC放大器為例，計算UB。
    噪聲系數(shù)NF1(dB)=3．43 dB，F(xiàn)1=2．203，    
    增益G1(dB)=13．46(dB)，G1=22．182，
   

    3 mm接收機噪聲系數(shù)NF2(dB)=4．85 dB，F(xiàn)2=3．054 9，
    駐波比為1．12，ρ=0．056 6，
    噪聲源輸出駐波比為1．13，ρ=0．061 0，
    F12=F1十(F2-1)／G1=3．608 9。
    計算下述各量：

   
    從噪聲系數(shù)分析儀技術(shù)指標(biāo)可知：δNF=0．1 dB，δG=0．15 dB。
    根據(jù)失配不確定度公式：±20log(1+ρsρl)計算出各失配不確定度：

   
    根據(jù)式(7)計算出噪聲系數(shù)測量不確定度為0．28 dB。

4 結(jié)束語
    本文只介紹了92～97 GHz頻率范圍的低噪聲單片集成電路裸片噪聲系數(shù)的測量，實際上本系統(tǒng)可以用于75～110 GHz頻率范圍內(nèi)的噪聲系數(shù)的測量。目前正在本系統(tǒng)上做3 mm噪聲源校準(zhǔn)技術(shù)的研究。