引 言

當(dāng)前隨著航空機(jī)載電子技術(shù)的快速發(fā)展，在機(jī)艙內(nèi)部， 諸如有源相控陣?yán)走_(dá)等高頻大功率設(shè)備和精密電傳數(shù)字控制系統(tǒng)，不同頻率范圍、不同功率等級(jí)的數(shù)字與模擬信號(hào)之間存在密集空間內(nèi)的信號(hào)互擾，導(dǎo)致較多破壞信號(hào)完整性的問(wèn)題出現(xiàn)，如計(jì)算機(jī)指令接收錯(cuò)誤、虛警報(bào)故、功率開(kāi)關(guān)誤動(dòng)作、伺服閉環(huán)控制系統(tǒng)失穩(wěn)等，嚴(yán)重者會(huì)直接影響飛行安全。

為此，本文針對(duì)較為常見(jiàn)的振鈴型干擾，著重解決信號(hào)反射和高頻振蕩雜波的技術(shù)難點(diǎn)，力求以簡(jiǎn)便可操作的方法， 實(shí)現(xiàn)信號(hào)完整性的補(bǔ)償改善 [1]。

1 干擾來(lái)源和原因分析

所有數(shù)字信號(hào)在物理層面依然屬于模擬信號(hào)，在其生成過(guò)程中，必然存在 CMOS 電路開(kāi)關(guān)通斷形成的斬波動(dòng)作，信號(hào)在產(chǎn)生源頭就會(huì)引入高次諧波干擾 ；此外，信號(hào)在傳輸過(guò)程中，因?yàn)槲锢砜臻g的約束和工藝水平的限制，不可避免地會(huì)接收到來(lái)自信號(hào)外部的擾動(dòng)。因此可以認(rèn)為，在現(xiàn)階段的電子技術(shù)水平下，信號(hào)干擾的出現(xiàn)是必然的。

振鈴型干擾信號(hào)是最為常見(jiàn)的信號(hào)干擾類(lèi)型之一，它在波形中同時(shí)包含了超調(diào)和振蕩的影響。圖 1 所示為典型的信號(hào)振鈴現(xiàn)象。

根據(jù)經(jīng)典電路基礎(chǔ)理論，信號(hào)傳輸路徑上的阻抗不連續(xù)性會(huì)引發(fā)信號(hào)的局部反射效應(yīng) ；從具體電路簡(jiǎn)化歸納出的電路模型在輸出端的阻尼比不足，導(dǎo)致信號(hào)上的疊加諧波衰減過(guò)慢。而這兩種因素構(gòu)成了振鈴型干擾信號(hào)形成的主要原因。本文將圍繞如何消減反射和增強(qiáng)阻尼，討論分析針對(duì)振鈴型干擾信號(hào)的完整性補(bǔ)償方法 [2-4]。

2 消減反射的信號(hào)處理

從物理層面描述，電路信號(hào)是以電磁波的形式在介質(zhì)中沿某一方向傳輸。由于介質(zhì)的材料、特性以及鄰近環(huán)境的不同，信號(hào)傳輸路徑上的介質(zhì)阻抗存在差異，造成傳輸阻抗的不連續(xù)性。信號(hào)抵達(dá)阻抗不同的傳輸線分界面時(shí)，一部分以入射電壓繼續(xù)正向傳輸，一部分則以反射電壓沿原路徑反向傳輸，在阻抗分界面處，入射與反射電壓疊加，形成該處的實(shí)際信號(hào)電壓，與抵達(dá)前的信號(hào)電平產(chǎn)生差異，而如果連續(xù)經(jīng)過(guò)兩處不同阻抗的傳輸分界面，則信號(hào)會(huì)在兩處之間發(fā)生多次反射，形成更為復(fù)雜的信號(hào)電平，如圖 2 所示。

發(fā)生在 B 點(diǎn)的第一次反射，測(cè)量電壓值為 5.5 V，認(rèn)為末端接收器件輸入阻抗為理想無(wú)窮大，得到 B 點(diǎn)反射系數(shù) ：

即發(fā)生等壓反射，則推導(dǎo)得到輸入電壓為 5.5 V/2=2.75 V， 發(fā)生在 B 點(diǎn)的第三次反射，測(cè)量電壓值為 1.84 V，即以反射系數(shù) 1 為基礎(chǔ)再次發(fā)生等壓反射，推得此次輸入電壓為

（1.84-5.5）/2= -1.83 V

而這是由 2.75 V 在折返 A 點(diǎn)發(fā)生第二次反射時(shí)產(chǎn)生的，由此得到 A 點(diǎn)反射系數(shù) ：

通 過(guò) A，B 點(diǎn) 反 射 系 數(shù) 得 到 Z1，Z2 阻 抗 關(guān) 系， 即

Z2=5Z1。

根據(jù) PCB 印制線的特性阻抗經(jīng)驗(yàn)公式，單位長(zhǎng)度電感為 9.009 nH/inch，單位長(zhǎng)度電容為 3.585 pF/inch，則測(cè)量 Z1 阻抗區(qū)間印制線以 10 inch 長(zhǎng)度計(jì)算，有下式 ：

由于我們的目標(biāo)是盡可能使得反射系數(shù) ΓB 消減至接近0，即在信號(hào)傳輸末端增加并聯(lián)匹配電阻，使得 Z3 盡可能接近 Z2=5Z1=5×50.13 Ω=250.65 Ω。這樣就能夠從原理上改善波形在傳輸中在阻抗分界面發(fā)生反射形成振鈴的問(wèn)題。

因此，消減反射信號(hào)可以采用在傳輸路徑末端阻抗分界面處并聯(lián)合適的匹配電阻這一方式。

3 增強(qiáng)阻尼的信號(hào)處理

信號(hào)在傳輸過(guò)程中不可避免地會(huì)因外部環(huán)境擾動(dòng)而引入諧波雜質(zhì)，無(wú)論是在產(chǎn)生起始端，還是在后級(jí)接收端，只要端口狀態(tài)發(fā)生變化，一般都會(huì)出現(xiàn)高次諧波振蕩的現(xiàn)象。為了消除諧波影響，常見(jiàn)的方法是增強(qiáng)對(duì)特定諧波成分的阻尼設(shè)計(jì)，使得諧波在短時(shí)間內(nèi)迅速衰減，從而改善有用的信號(hào)波形 [5-7]。

典型信號(hào)傳輸電路如圖 3 所示。

由傳遞函數(shù)得到電路阻尼比計(jì)算式 ：

根據(jù)阻尼比公式，可知 R 越大，系統(tǒng)的阻尼比越小，越容易振蕩，而在電路中運(yùn)放的阻抗非常大，這將導(dǎo)致系統(tǒng)的阻尼比接近 0，所以傳感器輸出波形較差。

若要使系統(tǒng)阻尼比盡可能接近 0.707，得到比較良好的波形，即

需要在輸出端并聯(lián)電阻，使得等效電阻約為 177.26 Ω，如此形成與反射系數(shù)接近 1 的匹配阻抗阻值之間的差距，使用末端匹配電容的方式予以補(bǔ)償。

假設(shè)并聯(lián)電阻為 250 Ω，由阻尼比公式推得 ：

考慮到實(shí)際系統(tǒng)與理想情況的差異，可以認(rèn)為傳感器輸出端增加并聯(lián) 250 Ω 電阻和 3.6 pF 電容，使得阻容協(xié)調(diào)之后的系統(tǒng)阻尼比接近 0.707，能夠從原理上改善波形在傳輸中面對(duì)的高次諧波振蕩問(wèn)題。

4 方法驗(yàn)證及結(jié)果分析

為了驗(yàn)證上述振鈴型信號(hào)完整性補(bǔ)償方法的有效性和可行性，在方波解調(diào)輸入信號(hào)上進(jìn)行應(yīng)用驗(yàn)證。電路改進(jìn)優(yōu)化前的實(shí)測(cè)信號(hào)如圖 4 所示。

通過(guò)在信號(hào)傳輸末端匹配電阻降低反射系數(shù)，以及在信號(hào)傳輸末端匹配電容約束阻尼比后，信號(hào)在最大超調(diào)、調(diào)整時(shí)間、振蕩次數(shù)、穩(wěn)定誤差等方面均有顯著改善，對(duì)比數(shù)據(jù)見(jiàn)表 1 所列。

電路改進(jìn)優(yōu)化后的實(shí)測(cè)信號(hào)如圖 5 所示。

通過(guò)對(duì)比可知，該信號(hào)補(bǔ)償優(yōu)化方法得到成功驗(yàn)證，作為伺服控制的重要技術(shù)積累，為解決電子部件傳輸信號(hào)完整性問(wèn)題提供了可行方案。

5 結(jié) 語(yǔ)

本文研究了振鈴型干擾信號(hào)完整性補(bǔ)償方法，通過(guò)對(duì)信號(hào)傳輸完整性干擾來(lái)源及原因進(jìn)行分析，建立電路數(shù)學(xué)模型，計(jì)算消減反射和約束阻尼比，并經(jīng)過(guò)實(shí)際電路驗(yàn)證，獲得了明顯優(yōu)化的信號(hào)，有效補(bǔ)償、改善了振鈴型干擾信號(hào)的完整性。