1 引言

　　如圖1所示，一般的級(jí)聯(lián)型高壓變頻器的整流部分都是采用不可控的二極管，因而能量傳輸不可逆，當(dāng)電機(jī)處于再生發(fā)電狀態(tài)時(shí)，回饋的能量傳輸?shù)街绷髂妇€(xiàn)電容上，產(chǎn)生泵升電壓，使電容電壓不穩(wěn)。過(guò)高的泵升電壓有可能損壞開(kāi)關(guān)器件，從而威脅變頻器的安全工作。

　　為此本文采用成熟的三相pwm整流技術(shù)，使用可控開(kāi)關(guān)器件組成單個(gè)功率單元的整流電路，實(shí)現(xiàn)能量雙向傳輸。同時(shí)對(duì)直流母線(xiàn)電容電壓進(jìn)行閉環(huán)控制來(lái)穩(wěn)定直流母線(xiàn)電容的電壓。這種方法還能實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)，使級(jí)聯(lián)型高壓變頻器成為真正的綠色變頻器。仿真證明該方法簡(jiǎn)單有效。

2 單個(gè)功率單元整流部分的數(shù)學(xué)建模及工作原理

　　從圖1（a）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以看到，級(jí)聯(lián)型高壓變頻器由多個(gè)功率單元級(jí)聯(lián)而成。因此，可以以單個(gè)功率單元為研究對(duì)象，建立它的數(shù)學(xué)模型并分析其工作原理。

　　從圖1（b）可以看到，功率單元的整流部分是由不可控的二極管組成。為了實(shí)現(xiàn)能量回饋，穩(wěn)定直流母線(xiàn)電容電壓，需要用可控的igbt替代二極管，進(jìn)行pwm整流控制。圖2是改造后的功率單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。

　　圖2中，lx（x=a，b，c）為交流側(cè)濾波電感，電阻rx（x=a，b，c）為濾波電感l(wèi)x的等效電阻和功率開(kāi)關(guān)管損耗等效電阻的合并。

　　設(shè)三相電源電壓為：

　　式中：ed，eq，id，iq分別為功率單元整流部分的電源電壓矢量、輸入電流矢量在d-q軸上的分量。

　　由（3）式可以看出，d、q軸變量相互耦合，因而無(wú)法對(duì)d、q軸的電流進(jìn)行單獨(dú)控制。為此引入id、iq的前饋解耦控制，且采用pi調(diào)節(jié)器作為電流環(huán)控制器，則有以下方程：

　　式中：ud*、uq*是d-q軸的電壓給定；kdp和kdi分別是d軸pi調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)；kqp和kqi分別是q軸pi調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)。

　　由式（4）可以看出，電壓指令已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了完全解耦控制，其系統(tǒng)控制框圖如圖3所示。圖3中，采用由pi調(diào)節(jié)器組成的電壓－電流雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，外部電壓環(huán)用于實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定，內(nèi)部電流環(huán)控制交流輸入電流與輸入電壓同相。其工作原理如下：輸出電壓vdc和給定參考電壓vdc*比較后送入電壓pi控制器，電壓控制器的輸出信號(hào)作為網(wǎng)側(cè)電流有功分量的給定值id*，其大小根據(jù)整流器的有功輸出調(diào)節(jié)，為達(dá)到單位功率因數(shù)整流或逆變，無(wú)功分量的給定值iq*設(shè)定為0，穩(wěn)態(tài)時(shí)dq軸的電流給定信號(hào)都為直流量，兩個(gè)給定值與網(wǎng)側(cè)經(jīng)過(guò)變換后的反饋值id、iq相比較后，送入電流pi調(diào)節(jié)器，在經(jīng)過(guò)解耦和dq→αβ變換后得到三相網(wǎng)側(cè)電壓在兩相靜止坐標(biāo)系上的控制信號(hào)，再經(jīng)過(guò)電壓空間矢量脈寬調(diào)制模塊后，輸出六路svpwm控制信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)功率單元整流器的控制。

3 功率單元級(jí)聯(lián)的仿真系統(tǒng)

　　按照第2節(jié)介紹的數(shù)學(xué)模型，搭建的功率單元仿真模型如圖4所示。

　　其中，整流部分控制器的仿真模型如圖5所示。

4 功率單元級(jí)聯(lián)的仿真系統(tǒng)

　　圖6是每相串聯(lián)3個(gè)功率單元級(jí)聯(lián)型高壓變頻器的系統(tǒng)仿真模型。

5 仿真實(shí)驗(yàn)

　　在系統(tǒng)仿真中采用的實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：電壓環(huán)采樣頻率為2.5khz；電流環(huán)采樣頻率為2.5khz；三相pwm整流器輸入電壓有效值vm=380v；電感寄生電阻阻值r=0.5ω；直流母線(xiàn)電壓給定vdc*=750v，初始電壓vdc=550v；三相輸入電源頻率f=50hz；三角波載波頻率fs=2.5khz；直流母線(xiàn)端電容c=3200μf；網(wǎng)側(cè)濾波電感l(wèi)取0.8mh。負(fù)載功率為1mw。仿真中不考慮開(kāi)關(guān)損耗的影響。

　　本仿真實(shí)驗(yàn)中，在0～0.25s，級(jí)聯(lián)變頻器的整流器處于不控整流狀態(tài)，由整流器中igbt內(nèi)反并聯(lián)的二極管進(jìn)行不可控整流；在0.25s～0.55s，級(jí)聯(lián)變頻器的整流器處于可控整流狀態(tài)，整流器中的igbt開(kāi)始工作；在0.55s變頻器突投負(fù)載；在0.8s改變變頻器受控電流源的電流方向，變頻器的能量開(kāi)始回饋，級(jí)聯(lián)變頻器的整流器由整流狀態(tài)轉(zhuǎn)變成逆變狀態(tài)。

　　圖7是級(jí)聯(lián)型變頻器網(wǎng)側(cè)相電流、相電壓和功率單元直流母線(xiàn)電壓的仿真波形。從圖7（b）中可以看出，在0.25s級(jí)聯(lián)變頻器的整流器開(kāi)始工作時(shí)，vdc由初始值550v迅速上升至給定值vdc*，并很快穩(wěn)定下來(lái)；在0.55s時(shí)，變頻器突投負(fù)載，vdc被瞬時(shí)拉低，但很快就能重新穩(wěn)定在給定值。穩(wěn)定后電壓波動(dòng)很??；在0.8s時(shí)刻，由于改變受控電流源的電流方向，變頻器的能量開(kāi)始回饋，整流器開(kāi)始由整流狀態(tài)轉(zhuǎn)變成逆變狀態(tài)。回饋的能量使vdc在0.8處瞬時(shí)拉高，但由于級(jí)聯(lián)變頻器的整流器的響應(yīng)速度非?？欤芸炀褪箆dc重新穩(wěn)定在給定值。同時(shí)，也因?yàn)檎髌鞯捻憫?yīng)速度快，使vdc在0.8處的升高的不多，保證了系統(tǒng)的安全運(yùn)行。

　　從圖7（a）中可以看出，在0.25s時(shí)級(jí)聯(lián)變頻器的整流器開(kāi)始工作時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流有些波動(dòng)，但在很快就能穩(wěn)定下來(lái)；在0.55s變頻器突投負(fù)載時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流波動(dòng)很小，并很快穩(wěn)定下來(lái)。通過(guò)比較網(wǎng)側(cè)電壓和電流的相位可以看出，兩者相位幾乎重疊在一起，功率因數(shù)接近于1；在0.8s時(shí)刻，級(jí)聯(lián)變頻器進(jìn)入能量回饋的狀態(tài)，整流器處于逆變狀態(tài)。整流器使網(wǎng)側(cè)電流的相角網(wǎng)側(cè)電壓的相差近180°，功率因數(shù)接近-1。級(jí)聯(lián)變頻器逆變器的三相輸出電壓、電流和單相輸出電壓波形如圖8所示。

6 結(jié)束語(yǔ)

　　通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)的波形可以看出，改進(jìn)后的級(jí)聯(lián)型高壓變頻器不僅可以進(jìn)行能量的雙向傳輸，實(shí)現(xiàn)能量回饋；而且，控制系統(tǒng)的響應(yīng)速度非常快，使變頻器具有較好的動(dòng)態(tài)性能。因此，該改進(jìn)方案是正確可行的。