他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源實際電路

1.他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源的電路結構

他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源的電路結構如圖4-10所示。

 

2.他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路的工作原理

為了更深入、細致地說明他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路的工作原理，下面以一個應用實例的工作過程加以分析和討論，以使讀者從中領會和總結歸納出他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路的工作原理，能更直接地掌握這種穩(wěn)壓電源電路。

(1)應用實例

圖4-11所示的電源電路就是一個以MB3759作為PWM控制與驅動器、以兩個2SC3562作為功率開關管的他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路，其輸入為110V/60Hz的交流電壓，輸出為5V/20A的直流電壓。

(2)工作原理分析

對該應用實例電源電路的分析分以下幾步進行：

① 電源電路的啟動。當加上輸入電壓時，電源經(jīng)防沖擊電流用的電阻R1對濾波電容C1和C2開始充電，其充電時間為22ms，大約經(jīng)過3個工作周期的時間即可充電到輸入電壓的峰值。如果輸入電壓為100V，此時的沖擊電流就大約為1002/207A。

(a)功率開關管為GTR

 

 

一方面，經(jīng)過整流濾波后的輸入直流電源電壓通過電阻R1和R5加到功率開關管V1的基極上，該電壓的上升時間由電阻R5 和電容C3來決定，大約為300ms。這個電壓經(jīng)射極跟隨器V1輸出后，再通過二極管VD2直接加到PWM控制與驅動器IC1上，成為IC1的啟動電源電壓。在這個電路中，當IC1的15腳上的電壓升高到5V時，其輸出端就開始發(fā)出PWM驅動信號。也就是說，當IC1的供電電壓達到10V時，開關穩(wěn)壓電源開始啟動工作。從輸入電源電壓的投入到整個電路的啟動工作所需的時間由時間常數(shù)R5·C3來決定，大約延遲3個工作周期的時間。這樣一來，大容量的濾波電解電容C4和C5就有足夠的充電時間，便可使其完全充滿電以后主功率變換器才啟動。只要IC1一啟動工作，驅動晶體管V5和V6就開始輪換交替導通與截止，通過驅動變壓器T1和T2給功率開關管V3和V4加上PWM驅動信號，驅動變換器工作。當功率變換器啟動工作以后，輸入直流電壓經(jīng)二極管VD3和電阻 R4加到晶閘管VS1的控制柵極上，使其導通。因為這時濾波電解電容C4和C5已完全充滿電，故晶閘管VS1導通時就不會有較大的沖擊電流出現(xiàn)。

另一方面，只要功率變換器一啟動，IC1的供電電源就會由加在功率開關變壓器T3上的一個輔助繞組Nf所產(chǎn)生的感應電壓經(jīng)二極管VD8和VD9以及濾波電容C15整流濾波后來提供。

V1是啟動用的晶體管，當電源接通時，輸入直流電壓經(jīng)電阻R1和R5加到晶體管V1的基極上，其最大電壓由連接于基極的鉗位二極管VD1限制為13V。該電壓經(jīng)V1組成的射極跟隨器進行電流放大后，成為IC1的電源。為了減小電阻R5上的功率損耗，該電阻的阻值要取得大一些。V1采用具有超高值和超高 hfe值的開關管2SD982，其特性曲線如圖4-12所示。它具有集電極電流減小時，hfe值降低很少的優(yōu)點，因此使用這種開關晶體管可以得到低損耗的驅動電路。值得注意的是圖4-12中達林頓晶體管的特性在集電極電流小的區(qū)域內(nèi)，hfe值很小，因而就起不到這樣的作用。[!--empirenews.page--]

 

② 穩(wěn)壓調(diào)節(jié)過程。接在功率開關變壓器次級繞組中的放大器IC2A是穩(wěn)壓用的反饋放大器，其輸出電壓經(jīng)電阻R20和R21組成的分壓器1/2分壓后，與IC3 產(chǎn)生的2.5V基準電壓進行比較，差值經(jīng)放大后驅動光耦合器IC4中的發(fā)光二極管，從而將輸出的不穩(wěn)定波動耦合到初級的IC1的控制端來控制其輸出的 PWM驅動信號的脈沖寬度，最后完成穩(wěn)壓調(diào)節(jié)功能。

③ 過流保護過程。電路中的放大器IC2B是供過流保護用的反饋放大器，2.5V基準電壓經(jīng)電阻R25和R26分壓后所取出的0.035V電壓與電流檢測電阻 R18上的電壓降進行比較。當輸出端一旦出現(xiàn)過流而使該電流檢測電阻R18上的電壓降超過0.035V時(相當于電流約為23.6A)，放大器IC2B的輸出就變?yōu)楦唠娖?，同樣驅動二極管VD14和光耦合器IC4中的發(fā)光二極管，其結果是使輸出電壓下降，把輸出電流限定在23.6A以下，從而起到過流保護的作用④ 輸出濾波電路。由電感L1、L2和電容C20、C21組成的輸出濾波器是二級濾波器電路，可將輸出直流電壓中的紋波電壓降至30mV(峰-峰值)以下。晶體管V2的作用是在輸入電源電壓瞬時關斷后再接通的場合，當輸入電壓峰值與電容C4上的電壓差過大時，將電容C3上的電荷放掉，推遲晶閘管VS1的導通時間，以防止沖擊電流。

(3)幾個要討論的問題

① 如何進一步增加輸出功率。當需要進一步增加輸出功率時，可采用如圖4-13所示的倍壓整流電路。如果功率開關管的發(fā)射極-集電極的耐壓不成問題時，那么通過這種方法，在使用相同功率開關管的條件下，就可以得到兩倍于原輸出功率的功率。在半橋式變換器電路中功率開關管上所加的電壓較低，不會高于輸入的直流電源電壓的數(shù)值。因此，在輸入電壓高，輸出功率大的場合，可以充分發(fā)揮其特點。

 

② 高頻功率電容的選擇。半橋式變換器電路中，與兩個功率開關管配對的兩個高頻功率電容C8和C9是向功率開關變壓器T3傳輸信號的隔直流耦合電容。因這兩個電容上所傳輸?shù)氖歉哳l電流信號，因此一定要注意選擇合適的電容種類。作為允許高頻電流信號大量通過的電容，選擇聚丙烯薄膜電容(CBB電容)是最為適宜的。圖4-14所示的電路中，將這兩個電容減少為一個電容C，雖然其工作原理完全相同，但這種電路在耦合電容C上的電荷為零時，若功率開關管V3導通，則在功率開關變壓器T3的初級繞組上會加上比穩(wěn)態(tài)時高出一倍的瞬態(tài)脈沖電壓，其結果是使次級的整流二極管VD10上出現(xiàn)比穩(wěn)態(tài)時高出一倍的尖峰電壓，因此一定要注意選擇二極管的耐壓。在圖4-11所示的電路中，因為變換器啟動前電容C8和C9就已充滿了1/2的輸入直流電源電壓，因此就不存在上述問題。

③ 如何防止啟動時出現(xiàn)尖峰電壓。如果像圖4-15所示的那樣在輸入直流電路中加入分壓電阻R1和R2，則因啟動前耦合電容C3上就已充好了1/2的輸入直流電源電壓，因此在啟動時就不會發(fā)生瞬態(tài)過電壓現(xiàn)象。該電路中的二極管VD5和VD6是為了防止流過電阻Rb1和Rb2的電流被驅動變壓器繞組旁路而加入的。加入的分壓電阻R1和R2若阻值選得過低，則功耗就會增大;若選得過大，則電容C3的充電時間就會太長，在輸入電源電壓開啟后，若不經(jīng)過足夠的等待時間后再啟動，則仍然是無效的。

④ 如何減小驅動功率。為了以小的驅動功率獲得較大的輸出功率，如圖4-16所示，可在驅動變壓器的T1中增加一個反饋繞組Nf，以加大正反饋力度。在這個電路中，加于驅動晶體管V5和V6基極上的驅動信號的相位剛好相反。當輸入電源電壓接通時，由IC1發(fā)出PWM驅動脈沖信號，則功率開關管V5或V6中任意一個導通，而另一個就會截止時，通過電阻R15[!--empirenews.page--]

和R16就會給驅動變壓器初級繞組加上電，其結果是使功率開關管V3或V4導通，在功率開關變壓器T3的初級繞組中產(chǎn)生電流Io，這時驅動變壓器作為電流互感器工作。設反饋繞組的匝數(shù)為Nf，基極繞組的匝數(shù)為Nb，變換器的輸出電流為Io，則功率開關管V3或V4中導通的一只功率開關管的基極電流就為

 

從而使該功率開關管完全導通。在功率開關管已導通時間tON后，處于截止狀態(tài)的驅動晶體管重新導通，使驅動變壓器的初級繞組成為短路狀態(tài)，這樣，驅動變壓器的次級繞組電壓也變?yōu)榱?，在功率開關管的基極電路中，充在電容Cb上的電壓Ucd以反方向加在功率開關管的基極上，使其截止。經(jīng)過這樣的反復動作，變換器就會按照驅動電路所加的脈沖寬度周期性工作。

(4)驅動變壓器參數(shù)的計算

設功率開關管的基極電流為Ib，集電極電流為Ic，基極繞組的匝數(shù)為Nb，反饋繞組的匝數(shù)為Nf，則驅動變壓器T1的匝數(shù)比為

 

對于不同的功率開關管，基極電流Ib與集電極電流Ic之比雖然有所不同，但一般均為五倍左右。此外，若令驅動電路的電源電壓為Ud，功率開關管基極的正向壓降為Ueb，串聯(lián)在基極內(nèi)部的二極管壓降為Ucb，則初級繞組的匝數(shù)Np可按下式計算：

 

 

 

在匝數(shù)比確定后，各繞組的匝數(shù)就可采用與普通變壓器一樣的方法來確定了。

這個電源電路通過正反饋減小驅動功率，并使功率開關管的基極電流與集電極電流成比例，因而始終能以最合適的電流來驅動功率開關管，有可能制作成高效率低損耗的電源電路。使用這樣的電路技術生產(chǎn)出來的額定輸出功率為5kW、峰值功率為20kW的大功率開關管穩(wěn)壓電源已在實際中得到了廣泛使用。

2 他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路的設計

1.一次整流與濾波電路的設計

(1)整流二極管的選擇

我國的工頻電網(wǎng)均采用220V/50Hz的輸電電網(wǎng)，歐洲一些國家的電網(wǎng)為110V/60Hz，因此在無工頻變壓器的開關穩(wěn)壓電源電路中，經(jīng)過全波整流和濾波以后所得到的直流供電電壓就為：我們國家為300V，歐洲一些國家為150V。若已知的輸出功率為Po，功率變換器的轉換效率為80%，依據(jù)這些條件就可以確定出所選用的整流二極管來。

① 反向峰值電壓Ud的計算。不論是單端式開關穩(wěn)壓電源電路，還是雙端式開關穩(wěn)壓電源電路，所選用的工頻整流二極管的反向峰值電壓Ud的計算方法都是相同的。不管是在原理電路，還是在實際應用電路中，工頻整流和濾波以后所得到的直流供電電壓不是直接與儲能電感線圈相連，就是與功率開關變壓器的初級繞組或功率開關管的集電極相連，所以均為感性負載。這樣在確定整流二極管的反向峰值電壓時，就要考慮到這些與之相連的感性負載在關機和開機瞬間所產(chǎn)生的反向電動勢問題。一般均將整流二極管的反向峰值電壓選為300V(150V)的兩倍，即600V(300V)，這樣做是比較安全可靠的。[!--empirenews.page--]

② 正向導通電流的計算。整流二極管的正向導通電流可由下式計算：

 

公式(4-12)中的0.8為變換器的轉換效率，300為220V/50Hz的輸入電網(wǎng)電壓經(jīng)全波整流與濾波后所得到的 300V直流電壓。若為110V/60Hz電網(wǎng)時，上式中的300就為150。另外在計算整流二極管的正向導通電流時，還必須要注意到整流二極管的散熱問題。在大功率輸出時，整流二極管的正向導通電流也會相應增大。這樣就會引起二極管發(fā)熱，而二極管的散熱問題一直是設計人員最為頭疼的問題。例如，設大功率輸出電源的整流二極管的正向導通電流為5A，由于正向壓降最小為0.7V，此時整流二極管的功率損耗就為3.5W。因此為了解決整流二極管的散熱問題，提高電源的轉換效率，降低它內(nèi)部的損耗，在選擇整流二極管時，除了要選擇正向壓降小的以外，其正向導通電流也要留有2～3倍的裕量，即為

 

(2)濾波電容的計算

濾波電容的容量與耐壓值的確定與計算在第1章中已經(jīng)討論過，這里就電解電容的壽命對整個開關穩(wěn)壓電源電路可靠性的影響問題作一簡單的論述。

在開關穩(wěn)壓電源電路中，除電解電容以外的其他元器件，如電阻、電感、無極性電容、變壓器、二極管和晶體管等，它們只會發(fā)生人為的或偶發(fā)的破壞和故障。而對電解電容來說，它的大容量的生成是其內(nèi)部化學反應的結果，因此就會發(fā)生損耗性故障。與其他元器件人為的或偶發(fā)的破壞和故障模式相比，這種故障模式的問題更加嚴重。就損耗性故障來說，即使將元器件的數(shù)量減少到最少，電路設計得再合理，電解電容的壽命也不會得到提高和延長，同時偶發(fā)性故障又總是無法避免的。而損耗性故障的出現(xiàn)又像時鐘一樣的準確，只要這種電解電容的壽命一到，這種故障就會發(fā)生和出現(xiàn)，除非在整個電路中全部不采用電解電容，否則電解電容的故障率總是較高的。

目前市場上的電解電容一般可保證在105℃的溫度下有1000～2000h的壽命。近幾年來，有些發(fā)達國家，如日本、美國、德國、俄國等國家雖然生產(chǎn)出了長壽命的電解電容，但由于價格十分高，難以普及。與其他的元器件相比，電解電容的壽命要短好幾個數(shù)量級。

電解電容的壽命受溫度的影響非常大。其隨溫度的變化規(guī)律遵從“阿類尼厄斯10°法則”，即溫度每升高10℃，電解電容的壽命就縮短一半。根據(jù)這一法則，在 65℃的環(huán)境溫度下，壽命為1600h的電解電容，放到105℃的環(huán)境溫度下，壽命將降為400h。電解電容的壽命將影響電源的壽命，而溫度又是影響電解電容壽命最關鍵的因素。這就給電源的設計和生產(chǎn)提出了一個必須要注意的問題，那就是要注意元器件的合理布局問題。為了最大限度降低它的工作溫度，應使電解電容遠離電路中的熱源，選擇漏電流最小的質量最好的電解電容。圖4-17給出了電解電容的容量隨時間和溫度的變化曲線。一般市場上出售的開關穩(wěn)壓電源，雖然標有允許環(huán)境溫度為0～60℃，但是若在上限溫度附近連續(xù)工作，其壽命也將會大大縮短，很快將會出現(xiàn)故障或無法使用。對這些電源如果要長期使用，必須要增加裕量，或者采用風機強制通風冷卻，以降低電解電容的工作溫度。從電源整體可靠性的角度出發(fā)，就會發(fā)現(xiàn)電解電容是一個電源電路中必不可缺少的，也是最不可靠的元件，可以說電源電路中電解電容的壽命就決定了電源的壽命。

 

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(3)共模電感的確定

在第1章中已經(jīng)講述了共模電感的作用、電感量的計算和磁性材料的選擇原則等。這里再著重強調(diào)一下共模電感的作用。目前國內(nèi)市場上出售的價格很便宜、功率在 200～1000W的計算機電源中，共模電感有的都用兩根短路鍍銀線來代替，這可能是生產(chǎn)廠家為降低成本而采取的措施，但這將會導致工頻電網(wǎng)被污染。隨著計算機技術的普及應用，將會造成嚴重的后果?？上驳氖菄矣嘘P管理部門目前已出臺了對新型電源產(chǎn)品的EMC標準，這將對我國開關穩(wěn)壓電源的開發(fā)與普及應用起推動作用，也是建立和諧社會不可缺少的舉措。要堅決杜絕以上行為和現(xiàn)象的出現(xiàn)，凈化我們的工頻電網(wǎng)，凈化我們周圍的工作和生活環(huán)境。

2.開關穩(wěn)壓電源的設計

(1)功率開關管的選擇

他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路中功率開關管的選擇主要分下列幾步來進行：

① 集電極峰值電壓的計算。從圖4-1所示的半橋式開關穩(wěn)壓電源的基本電路結構中可以看出，由于兩只功率開關管在一個工作周期內(nèi)輪換導通和截止，每一個功率開關管導通或截止的時間各占一個工作周期的一半(理想狀態(tài))，因此功率開關管集電極上所加的電壓就為輸入直流供電電壓Ui，這樣一來就大大降低了對功率開關管的要求。半橋式開關穩(wěn)壓電源電路采用了兩只高頻功率電容來代替兩只功率開關管，因此是非常經(jīng)濟的。雖然兩只功率開關管有時要比兩只高頻功率電容所占的體積小，但是電容卻是無源器件，并且不需外加散熱片的。所以總的來說，采用半橋式開關穩(wěn)壓電源電路既降低了成本，又減小了體積和重量。在高速度、高反壓、大電流晶體管十分昂貴的現(xiàn)實情況下，采用半橋式開關穩(wěn)壓電源電路，電容器的中點充電到輸入直流電源電壓的1/2，而全橋式變換器電路則采用兩只功率開關管來代替這兩個電容，所以在同樣的輸出功率下，半橋式開關穩(wěn)壓電源電路中功率開關變壓器的初級繞組中的電流就是全橋式變換器電路的兩倍，這一點還要在后面的全橋式變換器電路中詳細講到。

在半橋式脈寬調(diào)制型變換器電路中，功率開關管所承受的電壓為輸入直流電源電壓Ui，但是由于功率開關變壓器的漏感以及集電極回路中引線電感的影響，在功率開關管關斷的瞬間就會引起較大的反峰尖刺電壓，電路中采取加入緩沖或吸收電路等措施后，一般能將這些反峰尖刺電壓降低到穩(wěn)態(tài)的20%以內(nèi)。此外，還應考慮到10%的電網(wǎng)波動的影響，因此功率開關管所承受的峰值電壓就應該為ii1.21.11.32UU

。

功率開關管實際應用時，最好用在其額定值的50%為最佳，再考慮到現(xiàn)有器件的現(xiàn)狀，降低到用在其額定值的80%，則有

 

可見半橋式脈寬調(diào)制型開關穩(wěn)壓電源電路中功率開關管的集電極峰值電壓應大于500V。

② 集電極電流的計算。假定現(xiàn)在給定了半橋式脈寬調(diào)制型開關穩(wěn)壓電源的轉換效率為80%～85%，輸出功率為Po或者輸出電流為Io和輸出電壓為Uo，則穩(wěn)壓電源輸入功率為

 

當工頻電網(wǎng)電壓經(jīng)過整流、濾波后所得到的輸入直流電壓為300V，并且假定脈沖驅動信號的占空比為D時，則脈沖電流的幅值就為

 

另外，考慮到次級整流二極管反向恢復時間的影響以及容性和感性負載等所引起的功率開關管啟動和關閉時所產(chǎn)生的電流尖刺、沖擊電流等，設計時要留有一定的裕量，因此應取功率開關管集電極電流的最大值為[!--empirenews.page--]

 

(2)分壓電容的計算

他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路中與兩只功率開關管配對的兩只分壓電容在電路的工作過程中起著非常重要的作用，有時也稱其為高頻功率電容。該電容的計算包括容量和耐壓的計算，可采取下列的步驟分別進行計算和確定。

① 從對輸出直流電壓中紋波值的要求出發(fā)計算分壓電容。從圖4-18所示的半橋式開關穩(wěn)壓電源的基本電路結構中可以看出，分壓電容的值可以從已知的初級電流和工作頻率來計算。這樣，若總的輸出功率為Po(包括變壓器的損耗)，初級電流為I = Po/(Ui/2)，工作頻率為f，功率開關變壓器初級電壓由分壓電容C1、C2并饋。當功率開關管V1導通時，流過初級的電流流入A點;當功率開關管 V2導通時，從A點取出電流。在一個工作周期中由兩個分壓電容相互補充電荷的損失，因此分壓電容上的電壓變化可由下式來表示：

 

實際應用電路中，可以將濾波電容與分壓電容分別設置，濾波電容常取上百微法的電解電容直接連接在工頻全波整流器輸出的兩端，也就是Ui的兩端。二分壓電容C1、C2常取幾微法的高頻功率電容，一般均選用CBB(聚丙烯電容)無極性電容作為高頻通路及橋路分壓電容。

② 單純從橋路的等效電路出發(fā)來計算分壓電容。當分壓電容C1、C2的容量相等(C1 = C2 = C)、負載電路完全相同時(如功率開關管V1、V2均截止或者均導通)，分壓電容上的電壓均為輸入直流電壓的一半，中點電位為Ua = Ui/2。在半橋式變換器電路中，兩只主功率開關管是交替輪換工作的，當處于高電位的功率開關管V1導通時，電容C1將通過V1和功率開關變壓器T放電。同時電容C2卻由輸入直流電源Ui經(jīng)V1、T充電，這樣中點電位就按指數(shù)規(guī)律上升，一直上升到(Ui/2) + Ui，功率開關管V1截止，該點電位保持不變。然后當功率開關管V2導通時，電容C2放電，C1充電，中點電位下降到(Ui/2) − Ui，如圖4-19所示。在中點電位Ua下降期間，該點的電位可由下式表示：

 

 

由公式(4-24)就可以得到分壓電容的計算公式為

 

 

④ 分壓電容耐壓值的確定。分壓電容上所承受的耐壓值與電路中功率開關管集電極上所承受的耐壓值完全相同，因此分壓電容耐壓值的確定方法也與功率開關管集電極峰值電壓的確定方法完全相同，這里就不再重述。

3.功率開關變壓器的設計

下面所講述的功率開關變壓器的設計內(nèi)容包括半橋、全橋和推挽等雙端式開關穩(wěn)壓電源電路中的功率開關變壓器。設計時應給出以下的基本條件：[!--empirenews.page--]

① 開關穩(wěn)壓電源的電路形式或者電路結構。

② 工作頻率或者工作周期。

③ 功率開關變壓器的輸入電壓幅值。

④ 功率開關管的占空比。

⑤ 輸出電壓和電流。

⑥ 輸出整流電路形式

⑦ 初、次級隔離電位。

⑧ 要求的漏感和分布電容的大小。

⑨ 工作環(huán)境條件。

除以上的條件外，還應具備有關磁性材料、絕緣銅導線以及變壓器骨架等方面的參數(shù)和數(shù)據(jù)供查閱。

(1)磁芯尺寸的確定

功率開關變壓器的輸出功率與下列一些因素有關：

① 磁芯的磁性材料及截面積。它影響磁芯損耗、工作磁感應強度和各繞組的匝數(shù)。

② 導線的截面積。它影響電流密度和繞組的銅耗。

③ 變壓器的體積和表面積。它影響變壓器的溫升。

④ 繞制與加工工藝。它影響變壓器的分布電容和漏感。

功率開關變壓器的輸出功率或可傳輸功率與磁芯磁性材料的性質、幾何形狀以及尺寸之間的關系可以采用磁芯面積的乘積Ap來表示，其計算公式為

 

式中，Pt為變壓器的計算功率，單位為W;Bm為工作磁感應強度，單位為T;f為工作頻率，單位為Hz;kw為變壓器磁芯窗口的占空系數(shù);kj為變壓器的電流密度系數(shù)。由公式(4-31)可以得到功率開關變壓器的工作要求，決定磁性材料和磁芯結構形式，選擇與磁芯面積乘積Ap值相等或相近的規(guī)格磁芯。如果沒有現(xiàn)成的產(chǎn)品供設計者選用，那么就要自行設計與磁芯面積乘積Ap值相當?shù)拇判境叽?，并提出具體要求，由生產(chǎn)廠家加工制作。

① 變壓器的計算功率Pt的計算。功率開關變壓器工作時，磁芯所需要的功率容量就稱為變壓器的計算功率，一般用符號Pt表示。變壓器的計算功率Pt的大小取決于輸出功率及整流電路的形式。根據(jù)變壓器工作電路的不同類型，計算功率Pt可在2～2.8倍的輸出功率Po范圍內(nèi)變化。不同電路類型功率開關變壓器的計算功率Pt的計算方法不同，其不同電路類型所對應的計算方法請參見表4-1。在表中特將推挽式開關穩(wěn)壓電源電路的功率開關變壓器的計算功率Pt一同列出，供設計者參考。另外，在第3章推挽式開關穩(wěn)壓電源電路的分析和講述中該部分內(nèi)容沒有列出，特此說明。

 

② 工作磁感應強度的確定。功率開關變壓器的工作磁感應強度Bm是功率開關變壓器設計中一個重要的磁性參數(shù)，它與磁性材料的性質、磁芯結構形式、工作頻率、輸出功率等因素有關。確定工作磁感應強度Bm時，應滿足溫升對損耗的限制，使磁芯不飽和。工作磁感應強度Bm若選得太低，則功率開關變壓器的體積和重量就要增加許多，并且由于匝數(shù)的增多就會引起和造成分布電容和漏感的增加。在不同工作頻率下所對應的工作磁感應強度Bm值請查閱第1章中相關的內(nèi)容。

③ 電流密度系數(shù)kj的確定。電流密度系數(shù)kj的確定與選擇取決于磁芯的形式、表面積和溫升等參數(shù)。在設計功率開關變壓器時，若沒有確定的磁芯體積，要確定電流密度系數(shù)kj就有一定的困難。因此應首先確定磁芯的體積和結構外形，然后再確定所選用的磁芯電流密度系數(shù)kj。不同形式磁芯的電流密度系數(shù)kj請查閱第 1章中相關的內(nèi)容。

④ 磁芯窗口占空系數(shù)kw的確定。功率開關變壓器初、次級繞組銅線截面積在磁芯窗口截面積中所占的比值就被稱為窗口占空系數(shù)，可由符號kw表示。磁芯窗口占空系數(shù)kw取決于功率開關變壓器的工作電壓、隔離電位、銅導線的直徑、加工工藝、繞制技術以及對漏感[!--empirenews.page--]

和分布電容的要求。設計時應根據(jù)不同的情況和參數(shù)要求，選取合適的磁芯窗口占空系數(shù)kw。一般情況下，低壓功率開關變壓器磁芯窗口占空系數(shù)kw的取值范圍為0.2～0.4。當采用環(huán)形磁芯，并且磁芯的外徑與內(nèi)徑的尺寸比值為1.6時，磁芯窗口占空系數(shù)kw可按下式來計算：

 

式中，Up為功率開關變壓器初級繞組的輸入電壓，單位為V;Np為功率開關變壓器初級繞組的匝數(shù);Ac為功率開關變壓器所選用磁芯的有效截面積，單位為cm2。進行磁芯計算時，應考慮磁芯占空系數(shù)的影響。

② 次級繞組匝數(shù)的計算。在功率開關變壓器的設計中，一般情況下功率開關變壓器都具有多個次級繞組。因此可利用下列的公式對每一個繞組分別進行計算，然后按照所計算出的數(shù)據(jù)進行加工和繞制。加工和繞制時應注意選擇銅導線的直徑不能太粗。如果要求流過大電流，若采用單根粗銅導線時，由于趨膚效應的影響不但可導致漏感和分布電容增加，而且還可導致銅損增加，從而引起變壓器溫升的升高。這時應采用細線多股并繞或細線多股絞扭繞制的方法。

 

式中，Ns1，Ns2，„，Nsi分別為功率開關變壓器各次級繞組的匝數(shù);Us1，Us2，„，Usi分別

為各次級繞組的輸出電壓，單位為V。

(3)電流密度的計算

功率開關變壓器的電流密度J可由下式來計算：

 

式中，S1，S2，„，Si分別為功率開關變壓器各繞組中所選銅導線的截面積，單位為mm2;I1，I2，„，Ii分別為功率開關變壓器各繞組中所通過電流的有效值，單位為A。采用上面的公式計算功率開關變壓器各繞組所選銅導線的截面積時，不論是初級繞組還是次級繞組均適用。按照上面的公式計算出所需銅導線的截面積后，在選擇銅導線時還應該考慮趨膚效應的影響，要采用多股并繞或多股絞扭繞制的方法，然后從第1章中所給出的銅導線規(guī)格表中查出符合要求的銅導線。

(5)分布參數(shù)的計算

在功率開關變壓器的設計和加工過程中，為了校驗所設計和加工的功率開關變壓器的分布參數(shù)是否在所規(guī)定的要求之下，就必須進行計算。計算的內(nèi)容包括漏感和分布電容的計算。有關它們的具體計算方法詳見第1章的相關內(nèi)容。

(6)變壓器損耗的計算

功率開關變壓器的損耗包括繞組的銅耗和磁芯的磁耗。繞組的銅耗取決于繞組線圈的材料、匝數(shù)和所選用繞組導線的粗細以及股數(shù)。此外，當傳輸功率固定時，在計算和設計功率開關變壓器的過程中，一定要將各種參數(shù)的影響都盡可能考慮進去，最后使得銅耗與磁耗保持相等和平衡。只有這樣才能保證功率開關變壓器中的磁芯溫升與繞組線包的溫升達到平衡或一致。

① 繞組銅耗的計算。功率開關變壓器各個繞組的銅耗取決于每一個繞組線圈中所流過的電流有效值和每一個繞組線圈導線的交流電阻?？捎孟率絹碛嬎悖?/p>

 

式中，Pm1，Pm2，„，Pmi分別為各個繞組的銅耗，單位為W;I1，I2，„，Ii分別為各個繞組中所流過的電流有效值，單位為A;Rm1，Rm2，„，Rmi分別為各個繞組的交流電阻，單位為。[!--empirenews.page--]

② 磁芯磁耗的計算。功率開關變壓器磁芯的磁耗由工作頻率、工作磁感應強度和磁性材料的性質等參數(shù)來決定。可用下式來計算：

 

(7)變壓器溫升的計算

功率開關變壓器的溫升有下列兩個含義：

① 在磁芯的各個磁性參數(shù)都符合設計要求條件下的正常溫升。

② 在特定條件下的溫升。

在選擇磁芯時，由于受到某些外界因素和條件的限制，如價格、外形尺寸以及磁芯的加工制作等的限制，所選用磁芯的某些性能參數(shù)不能達到設計要求，如傳輸功率低于所計算的傳輸功率，磁芯的面積乘積小于所要求的數(shù)值，窗口面積小于所要求的數(shù)值使繞組的銅耗增大等，這樣就會造成功率開關變壓器的溫升急劇升高。在這種情況下，必須采取強制風冷的方法，把變壓器的溫度降下來，使變壓器強行來完成所要求傳輸?shù)墓β省５沁@種做法是不應當提倡的，是沒有辦法的辦法。

功率開關變壓器輸入功率的一部分由于損耗而將要變成熱量，從而使變壓器的溫度升高，并通過輻射和對流的共同作用從變壓器的外表面將這些熱量的一部分散發(fā)掉。因此，變壓器的溫升與變壓器表面積的大小關系十分密切。變壓器的溫升可以參照變壓器結構形式按下列的方法進行計算：

 

 

(8)功率開關變壓器設計中的一些重要技術性能參數(shù)

功率開關變壓器設計中的一些重要技術性能參數(shù)主要包括絕緣導線的技術性能、磁芯磁性材料的技術參數(shù)、絕緣材料及骨架材料的技術性能參數(shù)和功率開關變壓器的裝配及絕緣處理等內(nèi)容。這些均在第1章的最后一節(jié)中討論和敘述過，這里就不再重述。

4.2.3 多路他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路

用于電子裝置中的電源，輸出路數(shù)少，因而電路結構簡單，價格便宜。過去像IC存儲器等電源需要多達三種不同的電源電壓來供電，有的還要求供電電壓按一定的順序和比例加上?，F(xiàn)在的IC存儲器和CPU絕大部分已統(tǒng)一于單一的5V供電，或3.3V等更低的其他電壓，而且消耗的電流也在作數(shù)量級地減小。隨著LCD 顯示技術和CMOS節(jié)電器件研發(fā)技術與集成技術的驚人發(fā)展，現(xiàn)在采用電池供電的低電壓(3.3V或3.3V以下供電)計算機及數(shù)字電路已在推廣應用。從這些方面看來，結合計算機及數(shù)字電路的發(fā)展過程考慮，可以認為，在不久的將來也可能不需要電源電路，而全部采用源電池或太陽能電池來供電。

但是，如果從計算機和通信等方面來考慮，由于處理的信息量及處理速度的急劇增加，這些方面的供電電源不但對輸出功率、輸出電壓以及輸出直流電壓的質量(如紋波峰值、轉換效率、負載調(diào)整率)等方面有要求以外，還對輸出電壓的種類，也就是輸出的路數(shù)存在著一定的要求。特別是在供光纖通信用的電源裝置中，要求回路多，有不少場合要求的回路數(shù)多達6路以上。而且光纖通信雖然抗干擾能力強，但在裝置中處理的信號，其單位頻帶寬度內(nèi)的功率卻非常小，因此要求電源的噪聲電平必須比以往的其他電源要小得多。

1.一個主變換器同時得到多路輸出的他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路

以下雖然講述的是一個主變換器同時得到多路輸出的他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路，但是作為主變換器來說，它可以是單端反激式的變換器、單端正激式的變換器，也可以是雙端推挽式變換器、半橋式變換器、全橋式變換器等。因此，這里將一并進行討論，在其他的章節(jié)中就不再進行專門的討論和敘述。這種通過控制主變換器的初級電路就能夠控制次級多路輸出電壓的方法，除具有電路結構簡單、元器件少、成本低的特點以外，由于只使用了一個主變換器，因此絕不會發(fā)生拍頻干擾。不過在負載變化大的場合，由于其他回路的負載變化，會在輸出上引起橫向影響，嚴重時會使電源無法使用。不過對用途確定了的內(nèi)部專用電源來說該電路是完全可用的，而且還是一種降低成本的有效方法和途徑。[!--empirenews.page--]

(1)電流和電壓都較為對稱的正、負兩路輸出電源

在輸出正、負兩路直流電壓，輸出電流相互連通的場合，如圖4-22所示，可以從一個主變換器中同時取出兩路輸出。在該電路中運算放大器IC1按各輸出電壓值進行穩(wěn)壓控制，當負載為運算放大器等這樣的正、負對稱的負載時，便能獲得與獨立電源相同的穩(wěn)定度。但在正、負負載不平衡的應用場合，其穩(wěn)定度就會差一些。另外，還可通過把在上、下兩路輸出濾波的扼流圈繞制在同一個磁芯上，以及輸出電流變化的相互關聯(lián)來獲得較高的穩(wěn)定度。

 

(2)電流和電壓不對稱的正、負兩路輸出電源

對于不對稱的負載，如圖4-23所示，只要加上可變負載就可以提高穩(wěn)定度。在這個電路中，當正、負電源的負載對稱時，電阻R3、R4上的電壓之和為零，故放大器IC1的輸出也為零，晶體管V1、V2都不工作。當負載電流發(fā)生變化時，例如當正電源的負載電流增加時，放大器IC1的輸出變?yōu)榈碗娖?，使晶體管 V2導通，讓電流流過假負載電阻R2阻止負電源的輸出電壓升高。同理，當輸出電流的情況與上述相反時，晶體管V1就導通，從而減小由于負載不平衡而引起的輸出電壓的變化。在正、負電源兩邊最大電流不相等的場合，只要改變電阻R3、R4的比值，就可得到與正、負兩路負載平衡時相同的穩(wěn)壓效果。

 

(3)接入斬波器的多路輸出電源電路

圖4-24所示的電路是在輸出回路中接入斬波器來提高輸出穩(wěn)定度的應用電路實例。在每一個輸出回路中都接入同樣的斬波器電路，就可徹底消除由于負載不對稱而引起的輸出電壓不穩(wěn)定。這個電路的特點就是對各輸出回路進行各自獨立的控制，故橫向影響的問題極小，即使對于劇烈變化的負載也同樣可以使用，并能獲得較好的穩(wěn)壓效果。另外，由于次級回路中的斬波器是按照初級主變換器的工作頻率工作的，也就是同步于初級的主變換器，因此徹底解決了拍頻干擾問題。在這個電路中，同步信號由接在功率開關變壓器次級的二極管VD1和VD2取出，經(jīng)電阻R1加到晶體管V3的基極上。該信號又經(jīng)反相后加到晶體管V4的基極上，其結果是使電容C1的兩端出現(xiàn)頻率為主變換器頻率兩倍的三角波。這個三角波信號與誤差放大器IC2的輸出一起加到電壓比較器IC1上，構成脈沖寬度控制信號，該控制信號經(jīng)晶體管V2放大后來控制斬波器中的功率開關管V1的工作。該電路在控制脈沖寬度時，在初級主變換器中的功率開關管由導通狀態(tài)向截止狀態(tài)轉換期間，是不讓次級回路中斬波器的功率開關管V1導通的。因此，就可以將初級主變換器中功率開關管的損耗減小到最小。但是，這種電路因為在輸出回路中串聯(lián)了斬波器，而斬波器中功率開關管的飽和電壓將會引起功率損耗，因此就會降低整個電源的轉換效率。

(4)使用磁放大器的多路輸出電源電路

圖4-25所示的電源電路是一個在次級回路中使用了磁放大器的多路輸出穩(wěn)壓電源電路。該穩(wěn)壓電源電路的初級主變換器是一個自激型變換器電路。這里使用自激型變換器的理由是在輸入電壓上升時，該電路可以縮短初級變換器中功率開關管的導通時間，減輕次級回路中磁放大器Mg的負擔。不過，在使用自動恢復型過電流保護電路時，使用自激型變換器的電路中，磁放大器的負擔會大大增加，如果進一步按輸出電壓降低到零來設計磁放大器時，那么不僅磁放大器的線圈匝數(shù)要增多，穩(wěn)態(tài)時的控制死角也要加大，造成功率開關管和功率開關變壓器的利用率降低，磁放大器的損耗增大，整機的功率轉換效率降低。這個穩(wěn)壓電源電路在過載時用運算放大器IC1來檢測過電流信號，其輸出電壓不是去控制磁放大器，而是通過光耦合器IC2去控制初級回路中PWM驅動信號的脈寬，以防止過電流現(xiàn)象的發(fā)生。采取這種措施后，在設計磁放大器時，可以不考慮發(fā)生過電流以及輸入出現(xiàn)高電壓的情況，從而可獲得比較高的轉換效率。[!--empirenews.page--]

 

 

2.由幾個獨立的變換器組成的多路輸出的他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路

要用開關穩(wěn)壓電源制作多回路電源時，如圖4-26所示，可以將幾個獨立的開關穩(wěn)壓電源安裝在一起。由這種方法構成的多回路電源電路元器件用得最多，電源的尺寸也最大，但電源電路設計簡單，功率開關變壓器的設計也容易。這種電路的最大缺點是，由于各變換器的電路是獨立的，若它們的振蕩頻率有差異，就會發(fā)生拍頻干擾，在輸出直流電壓上出現(xiàn)各振蕩頻率之間的差頻和倍頻紋波電壓。這種拍頻干擾現(xiàn)象與元器件在PCB上的裝配狀況關系很大。作為消除拍頻干擾的方法，可把各路獨立的變換器電路的振蕩頻率調(diào)節(jié)得完全相同或者相互錯開幾十千赫，并在次級采用多級濾波器來濾除掉拍頻干擾。但是，在實際應用中人們發(fā)現(xiàn)，消除拍頻干擾最好的方法是給各振蕩器外加上同步電路，使其振蕩頻率保持一致，都同步于其中一個變換器的振蕩頻率上。

 

3.具有同步工作功能的多路輸出的他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路

消除拍頻干擾最好的方法是給各振蕩器外加上同步電路，使其振蕩頻率一致起來。圖4-27所示的多路穩(wěn)壓電源電路就是一個使用了將PWM振蕩、控制與驅動電路集成在一起的TL494集成芯片，并使其工作于外同步工作狀態(tài)的多回路穩(wěn)壓電源電路。不過即使在這種電路中，如果元器件布局不當，在相互連線中引入噪聲的話，仍然會發(fā)生拍頻干擾。元器件的布局技術也就是PCB的設計技術在開關穩(wěn)壓電源的設計過程中是一個非常關鍵的環(huán)節(jié)，必須引起設計者的高度重視。其大體的原則為：各PWM振蕩、控制與驅動器IC的位置一定要盡量靠近;主變換器回路所圍成的面積要盡量小;各獨立回路的接地線一定要短而寬;控制信號地與功率地最后采用單點連接;各回路的外出引線除了一定要采用同類型、同長度的絕緣導線以外，最后還要各自獨立絞扭;各回路輸入端和輸出端的濾波電解電容一定要獨立、分開，各自用各自的濾波電容，不能公用或合用同一個濾波電解電容;各回路中的電解電容一定要遠離發(fā)熱器件。

 

他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路中的PWM電路

他激型半橋式開關穩(wěn)壓電源電路中的PWM電路與他激型推挽式開關穩(wěn)壓電源電路中的PWM電路一樣，也包括PWM發(fā)生器、PWM驅動器、PWM控制器等電路，都具有相位相差180°的雙端驅動輸出。具有雙端驅動輸出的這些PWM電路除能構成他激型推挽式開關穩(wěn)壓電源電路以外，還能構成其他類型的雙端式開關穩(wěn)壓電源，如半橋式、全橋式等開關穩(wěn)壓電源電路。隨著微電子技術的飛速發(fā)展，包含有PWM發(fā)生器、PWM驅動器、PWM控制器等電路的PWM集成電路20 世紀80年代末就已問世，并且品種各式各樣，有電壓控制型的，有電流控制型的，還有軟開關控制型的，使設計人員在設計雙管他激式開關穩(wěn)壓電源時十分方便。另外，由于PWM控制與驅動集成電路是開關穩(wěn)壓電源的核心，也是開關穩(wěn)壓電源技術及應用學術方面的熱門話題和討論的焦點，介紹這一方面的書籍和資料非常多，本書后面的參考文獻中也列舉了許多，因此這里也就不再多說了。[!--empirenews.page--]