超級電容和電池組成的能量管理系統(tǒng)兼顧了超級電容的高功率密度及電池的高能量密度的優(yōu)點,可以更好地滿足電動汽車啟動和加速性能的要求,提高電動汽車制動能量的回收效率，增加續(xù)駛里程。
1 系統(tǒng)總體概述
    超級電容、電池能量管理系統(tǒng)主要由BLDCM驅(qū)動控制器和雙向DC-DC電路兩部分組成，系統(tǒng)框圖如圖1所示。

    圖1中，L、M1、M2組成雙向DC-DC電路，VT1～VT6組成三相逆變器，并采用一個高端負載開關(guān)M3，在必要的時候控制母線和蓄電池的通斷。蓄電池母線電壓Vin=72 V，超級電容額定參數(shù)為165 F/48 V, 無刷直流電機參數(shù)為72 V/5.5 kW。電機運行時，負載開關(guān)M3導(dǎo)通，三相逆變器正常工作，雙向DC-DC不工作，系統(tǒng)能量來自蓄電池；電機能量回饋制動時，母線電壓高于蓄電池電壓，并通過比較器C1信號觸發(fā)關(guān)斷負載開關(guān)M3，雙向DC-DC工作在BUCK狀態(tài)，超級電容被充電；電機啟動或大轉(zhuǎn)矩輸出時，雙向DC-DC工作在BOOST狀態(tài)，這種情況一般只持續(xù)數(shù)十秒。超級電容能量充足時，能保證BOOST輸出電壓高于母線電壓，負載開關(guān)M3關(guān)斷。如果放電時間過長，由于超級電容不具有恒壓特性，隨著能量的消耗，其端電壓會不斷降低，對應(yīng)BOOST電路的輸出電壓也會相應(yīng)降低。當輸出電壓值比母線電壓值小時，高端負載開關(guān)M3導(dǎo)通，此時由蓄電池單獨為系統(tǒng)供電并關(guān)斷超級電容部分的雙向DC-DC電路。
2 系統(tǒng)工作原理及控制策略
2.1 雙向DC-DC原理
    本系統(tǒng)采用雙向DC-DC變換器的原因：(1)超級電容端電壓和蓄電池電壓不匹配；(2)超級電容不具有恒壓特性，由于與蓄電池電壓特性不一致，不能直接將兩者并接在一起。系統(tǒng)采用的超級電容額定電壓為48 V，蓄電池額定電壓為72 V，所以雙向DC-DC變換器的低端電壓為48 V，高端電壓為72 V。由于電壓變換范圍不大，不需要采用變壓器進行電壓變換，直接采用PWM斬波即可實現(xiàn)。雙向DC-DC結(jié)構(gòu)如圖2所示。
    圖2中的雙向DC-DC變換器本質(zhì)上由基本的BUCK電路和BOOST電路結(jié)合而成[1]，將BUCK電路或者BOOST電路中的功率二極管用功率MOSFET替換即得到圖3所示的電路拓撲。根據(jù)能量流向的不同，電路工作在BUCK降壓模式或BOOST升壓模式。
    在BUCK降壓模式中，M1管作為開關(guān)管使用，驅(qū)動信號來自PWM控制芯片；M2管作為二極管使用，且使用的是M2管的寄生體二極管，這時必須通過負壓可靠關(guān)斷M2才能實現(xiàn)電路的可靠運行。設(shè)定電路工作在CCM模式，降壓模式下等效電路如圖3所示。圖3中箭頭表示為電壓、電流的方向，能量從V1流入V2，即超級電容的充電模式。t0～t1時間段表示M1開通，t1～t2時間段表示M1關(guān)斷。設(shè)PWM周期為T，占空比為D，則M1開通時間為DT，M1關(guān)斷時間為（1-D）T。根據(jù)電感伏秒平衡原理，電感L兩端伏秒值在一個周期中的平均值為0，則電感一個周期的伏秒平均值可由下式求得：
  

    在BOOST升壓模式中，M2管作為開關(guān)管使用，驅(qū)動信號來自PWM控制芯片；M1管作為二極管使用，且使用的是M1管的寄生體二極管，這時必須通過負壓可靠關(guān)斷M1才能實現(xiàn)電路的可靠運行。設(shè)定電路工作在CCM模式，升壓模式下等效電路如圖4所示。圖中箭頭表示電壓電流的方向，能量從V2流入V1，即超級電容的放電模式。t0～t1時間段表示M2開通，t1～t2時間段表示M2關(guān)斷。設(shè)PWM周期為T，占空比為D，則M2開通時間為DT，M2關(guān)斷時間為（1-D）T。根據(jù)電感伏秒平衡原理，電感L兩端伏秒值在一個周期中的平均值為0，則電感一個周期的伏秒平均值可由下式求得：
    

    由于占空比0<D<1，式（2）表明V1>V2，即V2通過PWM斬波得到滿足電機工作要求的母線電壓V1。[!--empirenews.page--]
2.2 能量管理系統(tǒng)控制策略及工作模式
2.2.1 設(shè)計要求
    電動汽車能量管理系統(tǒng)對安全性有很高的要求，應(yīng)滿足以下條件：
    (1)滿足剎車及加速的安全要求，符合駕駛員的習(xí)慣。通過找到電子剎車和機械剎車的最佳覆蓋區(qū)間，在確保安全的前提下，最大限度回收能量，具有能量回收系統(tǒng)的電剎車過程應(yīng)盡可能地與傳統(tǒng)剎車過程相似；在加速過程中，盡可能多釋放能量，保證汽車所需要的加速性能。
    (2)考慮能量管理系統(tǒng)及電機的性能，確保超級電容、電感、電機等元件在能量回饋及釋放過程中的安全，避免充電、放電電流過大或充電電壓過高而損害元件。
2.2.2 控制策略
    (1)能量回饋控制策略
    在滿足設(shè)計要求(1)的情況下，根據(jù)要求(2)的限制值確定最優(yōu)制動力，使回收能量達到最大，即電流對時間的積分達到最大。為了與平常的剎車習(xí)慣相符合，采用電制動操縱與機械制動操縱復(fù)用制動踏板。整個制動踏板行程分為兩段，第一段行程為電制動控制段，隨踏板下行，電制動強度逐漸加強；第二段行程為機械制動控制段，隨踏板下行，機械制動強度逐漸加強。
    將各限制因素量化為當前最大允許制動力矩，并以此來限定電機的制動力矩，從而保護系統(tǒng)的正常運行。電制動的限制因素主要來源電機及能量管理系統(tǒng)兩個方面，包括電機最大允許制動轉(zhuǎn)矩，電機最大允許制動功率，能量管理系統(tǒng)最大允許充電功率及能量管理系統(tǒng)最大允許充電電流。這些限定因素轉(zhuǎn)化為電機轉(zhuǎn)矩限制的具體策略為：

式中，各物理量均為正值；min()表示取最小值；max()表示取最大值，Pmmax表示電機最大允許制動功率；Pbmax表示能量管理系統(tǒng)最大允許充電功率；Ibmax表示能量管理系統(tǒng)最大允許充電電流；Vb表示當前能量管理系統(tǒng)的端電壓。能量管理系統(tǒng)的兩個限制因素及端電壓為可變量，取系統(tǒng)運行的當前瞬態(tài)值，由能量管理系統(tǒng)給出；電機發(fā)電效率及當前電機轉(zhuǎn)速為可變量，取電機運行當前瞬態(tài)值，由電機控制系統(tǒng)給出。
    (2)能量釋放控制策略
    能量釋放控制策略的具體描述與能量回饋控制策略類似，將各限制因素量化為當前最大允許驅(qū)動力矩，并以此來限定電機的驅(qū)動力矩，從而保證系統(tǒng)的正常運行。
3 雙向DC-DC控制方法
    雙向DC-DC控制方法采用電壓、電流雙閉環(huán)控制[2]，其中電壓環(huán)是外環(huán)，通過TL431和光耦實現(xiàn)對電壓的閉環(huán)控制；電流環(huán)是內(nèi)環(huán)，采用對峰值電流進行閉環(huán)控制的方法。峰值電流控制不僅響應(yīng)速度快，而且具備限流保護功能，可以提高系統(tǒng)的可靠性。峰值電流控制的基本原理如圖5所示。圖5(a)所示為BUCK模式下峰值電流控制原理，而BOOST模式下峰值電流控制原理與其類似。圖中，參考電壓Vref與變換器輸出電壓V(t)相減所得的誤差信號經(jīng)補償網(wǎng)絡(luò)放大后作為PWM調(diào)制器的調(diào)制信號，將電流取樣信號is(t)Rf作為載波信號。每個開關(guān)周期之初，由時鐘脈沖置位RS觸發(fā)器，開關(guān)器件M1導(dǎo)通，之后電感電流逐漸增加，如圖5(b)所示。當檢測到電流信號is(t)Rf大于調(diào)制信號ic(t)Rf時，比較器反轉(zhuǎn)并復(fù)位RS觸發(fā)器，使得功率管開關(guān)被關(guān)斷，電感電流通過續(xù)流管續(xù)流。圖5(b)所示為兩種電感、電流增長斜率情況下的PWM占空比變化波形。圖中波形表明，當電感、電流增長快（斜率大），即大負載輸出時（對超級電容充電而言，是充電初始時刻，電路近于短路狀態(tài)），電流很快達到峰值，電路也很快進入峰值電流控制狀態(tài)，表現(xiàn)在PWM輸出波形的占空比變小；反之，PWM輸出波形占空比變大。

4 雙向DC-DC的硬件設(shè)計
    本設(shè)計中采用雙閉環(huán)的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)電流、電壓的控制，控制芯片使用TI公司的UCC3803A。UCC3803A內(nèi)部的一個誤差放大器和電流放大器，可以方便組建電流、電壓雙閉環(huán)。在實際使用中，為了具有更快的響應(yīng)速度，可略去誤差放大器，使用電壓調(diào)整器TL431和光耦PC817構(gòu)成電壓反饋。電流環(huán)通過使用LEM公司的電流傳感器LAH 100-P來組建。BUCK控制電路如圖6所示，而BOOST控制電路原理與其類似，只是電流方向和開關(guān)管的位置有所改變。IS1是來自LEM霍爾電流傳感器LAH 100-P輸出的電壓測量信號，該電流信號進入電流反饋端，即圖6中的ISEN端。V48來自功率部分的輸出，由于TL431最大只能穩(wěn)壓到36 V，故需要對經(jīng)典TL431穩(wěn)壓電路進行部分修改，使其能滿足48 V穩(wěn)壓要求，故在TL431的3腳(即K極)引入24 V穩(wěn)壓管，TL431的端電壓約為24 V，在安全工作區(qū)內(nèi)，能正常起穩(wěn)壓作用。PC817實現(xiàn)電氣上的隔離，并通過輸出電壓Vce穩(wěn)壓，當超級電容電壓接近48 V時，PC817輸出電流Ic增大，則Vce減小，進入UCC3803的2腳VFB補償端的信號也會減小，相應(yīng)地PWM輸出占空比也減??；當超級電容電壓超過48 V時，UCC3803補償端1腳拉低，PWM關(guān)斷，起到過壓保護的作用，這時電路將在48 V維持動態(tài)平衡。

      本系統(tǒng)目前正在進行實驗驗證，運行穩(wěn)定、能量回饋及釋放性能良好。

參考文獻
[1] 賀益康，潘再平.電力電子技術(shù)[M].北京：科學(xué)出版社，2004.
[2] 徐德鴻.電力電子系統(tǒng)建模及控制[M].北京：機械工業(yè)出版社，2007.