隨著開關電源的發(fā)展，軟開關技術得到了廣泛的發(fā)展和應用，已研究出了不少高效率的電路拓撲，主要為諧振型的軟開關拓撲和PWM型的軟開關拓撲。近幾年來，隨著半導體器件制造技術的發(fā)展，開關管的導通電阻，寄生電容和反向恢復時間越來越小了，這為諧振變換器的發(fā)展提供了又一次機遇。對于諧振變換器來說，如果設計得當，能實現(xiàn)軟開關變換，從而使得開關電源具有較高的效率。LLC諧振變換器實際上來源于不對稱半橋電路，后者用調寬型(PWM)控制，而LLC諧振是調頻型（PFM）。

LLC諧振變換器因其能夠在寬輸入和負載變化下工作而在工業(yè)應用中獲得很多關注。在傳統(tǒng)的PWM轉換器中，功率開關以硬開關模式工作，具有高開關損耗和電磁干擾（EMI）。但在LLC諧振變換器中，開關管可以通過零電壓開關（ZVS）導通，輸出整流二極管也可以通過零電流開關（ZCS）關閉，從而最大限度地減少損耗。因此高頻、高功率密度、高效率變換器變得可行。

我們是否想過為什么在某些設計中測得的 LLC 串聯(lián)諧振轉換器 (LLC-SRC) 的開關頻率 (f sw ) 與我們的計算相差甚遠？

為了理解這種差異的原因，讓我們從一個基本的隔離式 LLC-SRC 開始，如圖 1 所示。一個基本的隔離式 LLC-SRC 由一個半橋（S 1、S 2）、一個諧振電容器（C r）、一個諧振電感（L r）和一個理想變壓器（L m作為磁化電感）。大多數(shù) AC/DC 電源設計人員使用正弦近似對這種基本隔離式 LLC-SRC 進行線性化，以獲得輸入至輸出電壓增益并預測不同條件下的開關頻率。當 f sw接近較高的諧振頻率（fr=1/(2π(L r C r) 0.5 )。

圖 1：基本隔離式 LLC 串聯(lián)諧振轉換器

但是，我們可能會注意到，在我們的某些設計中，測得的開關頻率與使用上述線性化過程的計算結果相差甚遠。那么為什么計算結果和測量結果之間仍然存在差異呢？

如果我們仔細檢查線性化過程的假設，我們會注意到它假設一個沒有漏感的理想變壓器。因此，考慮到實際變壓器中不可避免的漏感，我們的測量和計算之間將存在差異。當使用單個集成變壓器（例如變壓器漏感）作為諧振電感L r時，差異顯著增加，因為變壓器的磁化電感不再遠大于其漏感。要解決此問題，我們需要使用如圖 2 所示的變壓器模型來改造變壓器。

圖 2：具有集成變壓器的隔離式 LLC 串聯(lián)諧振轉換器

如果將輸出繞組開路時變壓器的初級電感定義為L p，將輸出繞組短路時的變壓器漏感定義為L lk ，則可以表示L m，L r1，L之間的關系p和 L lk如公式 1 至 3 所示。其中 k XFMR 是變壓器耦合系數(shù)。

通過使用圖 2 中的集成變壓器模型和上面的方程，我們可以檢查計算和測量之間的差異。

適用于消費電子產(chǎn)品的低壓寬輸入 LLC 諧振轉換器（12V/10A）TI Designs 參考設計可在寬輸入范圍（100V AC至 132V AC）下運行，并包含一個集成變壓器。為了保持良好的輸出規(guī)定，參考設計中的 L p /L lk (86.9μH/22.3μH = 3.9) 比低于常見的離線 LLC-SRC 設計。低 L p /L lk比率使變壓器遠非理想，因此，此設計是一個很好的示例，可以說明如果在具有不良耦合變壓器的 LLC-SRC 上使用圖 1 中的模型，我們將獲得多少差異。

圖 3 顯示了基于圖 1 的計算結果（假設 L lk = L r和 L m = L p -L lk），以及圖 2 的模型和測量結果。測試時 12V 輸出負載 6A。

圖 3：計算和測量的PMP8762開關頻率之間的比較

如我們所見，使用圖 1 中的變壓器模型的計算結果與實際測量結果相差甚遠。相反，通過使用圖 2 中的適當變壓器模型，計算結果更接近實際開關頻率。

因此，下次開始 LLC-SRC 設計時，一旦我們決定使用具有良好耦合變壓器或單個集成變壓器的外部 L r，請務必使用正確的變壓器模型。