引言

當前,新能源發(fā)電裝機容量快速增長,而用于儲能系統(tǒng)的電池在出廠前需要進行大量充放電測試。電阻箱僅能模擬電阻負載,且電阻不能連續(xù)可調。能耗型電子負載為了散熱,需集成大量風扇,其體積、重量、噪聲都較大。能饋型電子負載既能通過控制流過功率器件的電流實現負載模擬,完成各類測試,同時還能夠通過逆變器將能量回饋到電網中,大大提高能源利用率,降低測試過程中的碳排放。

文獻提出了Cuk＋逆變的結構,前級Cuk模擬負載控制電流,后級逆變實現并網,結構簡單,效率高,實現了兩級式能饋型電子負載。文獻加入移相全橋,實現高頻電氣隔離,但負載較輕時,變壓器原邊漏感提供的能量不能實現零電壓開通(Zero Voltage switching,ZVS）,副邊二極管不能零電流關斷(Zero Current Switching,ZCS）。

針對電子負載DC-AC部分,T型逆變器最早由Conergy公司的P.Knaup在2007年以專利形式提出。相較于其他三電平逆變器,T型逆變器減少了鉗位二極管、分壓電容的使用,功率密度有極大提升:但上下半周的器件參數不完全一致,電網波動等因素都會導致輸入電壓不均,使逆變器輸出低次諧波,且輸入側電容電壓波動大,縮短了逆變器的使用壽命。

文獻針對一種電流控制型半橋三電平變換器,提出了一種電壓平衡控制方案,但該方案需要額外增加一個變壓器和兩個二極管。文獻研究了中點電流與注入的零序電壓的關系,提出了兩種電位平衡算法一搜索優(yōu)化法和插值法:文獻分析了中點電位波動情況,分扇區(qū)研究了電壓平衡控制原理,文獻和主要是針對三相逆變器。文獻分析了電流控制型三電平半橋逆變器的中點電位不平衡機理,從控制電感電流初始角度和采用準PR調節(jié)的角度,改善均壓。

因此,本文需要設計一種控制方案,一方面實現T型三電平逆變器中點電位平衡,另一方面分析該控制方案與并網電流諧波的關系,以避免在控制均壓的同時額外引入諧波。

第三代寬禁帶半導體siC器件擁有更高的禁帶寬度,能夠承受更高的電壓導通電阻,寄生電容較小,有利于減小導通、開關損耗,提高開關速度,但提高開關速度的同時,會出現驅動電壓存在過沖和振蕩的問題,可能導致器件損壞。文獻提出通過閉環(huán)控制門極電流大小,從而控制驅動電壓、電流變化率,引入了延時補償,但難以應用于開關頻率較高的場合。文獻分析了siCM0sFET模塊對驅動電路的特殊要求,通過實驗研究了不同驅動電阻對開關特性的影響,實驗表明,驅動電阻越小,柵極電壓過沖及振蕩越大。文獻為了抑制柵極電壓的振蕩,在柵源極間并聯(lián)電容,對抑制振蕩有效果,但額外的電容導致柵源間電荷增大,開關時間變長,損耗增大。文獻在關斷時通過晶體管將柵極連接到負電源,從而抑制柵極電壓振蕩,但siC器件負壓通?？蛇x范圍較小。

1三級式能饋型電子負載拓撲

表1給出了電子負載的設計指標要求,即輸入電壓范圍寬、功率大,效率和THD要求高,且需要高頻隔離。

本文提出了一種三級式能饋型電子負載,如圖1所示。前級BoosT電路應對寬輸入電壓范圍,將低電壓升高以符合并網要求,并控制輸入電流,模擬負載功能。11C-DCx工作在固定頻率,能夠實現原邊開關管ZVs與副邊二極管ZCs,實現高效率和高頻隔離。后級母線Vbus2電壓較高,為了降低器件應力,并提高并網質量,選用T型三電平逆變器。

由于T型逆變器工作頻率為15kHz,且并網電流較大,選用IGBT器件,其在大電流時有較低的導通壓降,能有效降低逆變器的損耗,提高并網效率。

為了減小DC-DC變換器中磁性元件的體積以提高功率密度,前級選用高開關頻率。BoosT工作頻率為150kHz,11C-DCx工作頻率為250kHz。第三代寬禁帶半導體siC器件擁有更高的禁帶寬度,能承受更高的電壓,輻照可靠性更高,導通電阻、寄生電容較小,有利于減小導通、開關損耗,提高開關速度,因此BoosT和11C-DCx變換器中均選用siCMosFET器件。

2基于可變電阻抑制超調的SiC驅動設計

2.1驅動回路拓撲與開通過程

本節(jié)以siCMosFET驅動為例,提出了一種變驅動電阻抑制超調的驅動方案。驅動硬件電路如圖2(a）所示,其中Vgs為驅動電源,Rg為外接驅動電阻,1g為回路感抗,Rg(int）為siC器件內部柵極電阻,CGs、CGD、CDs分別為柵源、柵漏、漏源間寄生結電容,D為寄生等效反并二極管。siC器件的開通過程如圖2(b）所示,開通前驅動電壓為負壓Vgs-,當,Gs>Vgs(th）時,漏源電流iDs開始上升,之后,Gs達到米勒平臺電壓Vmi11er,結電容CGD開始放電,,Ds下降,此時,Gs保持不變,在,Ds下降到0后,米勒平臺結束,,Gs繼續(xù)上升至驅動電壓Vgs＋。

2.2所提變電阻驅動設計方案

根據引言中的分析,若驅動電阻Rg較大,則驅動電流小,開關時間長,損耗大:若Rg較小,則,Gs過沖大,引起的振蕩幅度也較大,不僅會增加器件的開關損耗,加劇電磁干擾,還可能導致器件誤動作,而驅動電壓超過閾值,易引起器件損壞。這使得驅動電阻設計需要折衷考慮,存在難度。

siCMosFET理想開通過程為:,Gs較小時,選用小驅動電阻,縮短充電時間:,Gs較大時,選用大驅動電阻,抑制電壓的超調與振蕩。據此,本文設計了一種變電阻的驅動方案,其電路圖如圖3所示。

由于數字控制的計算存在延遲,高頻開關時,微小的延遲都將導致控制錯誤,因此該方案全部采用模擬控制,以保證控制的及時性?？刂齐娐分饕杀容^器與放大器組成。其中,V1re3設定為Vgs(th）,V2re3設定為Vmi11er:R1、R2為驅動電壓的采樣電阻,設計為10kQ:R13、R1a、R23、R2a為放大器外圍電阻,其中R13、R23取1Q,R1a、R2a取19Q。比較器輸出的電壓為1V,則驅動電壓Vs1、Vs2為:

驅動電阻R+o、R1+o、R2+o都取10Q。從圖中可以看出,開通過程中,當,nsGVVmi11er時,s1、s2均關斷,驅動電阻增大到10Q,有利于抑制電壓超調與振蕩。

3所提均壓環(huán)陷波控制策略

3.1中點電位平衡控制策略分析

將圖1中T型三電平逆變器部分單獨畫在本節(jié),如圖4所示。

針對硬件控制額外增加電路的問題,通常采用軟件控制,這里介紹常用的兩種,并選取適合的方案。一種方案是將直流分量前饋的控制策略,如圖5(一）所示,將調制波,m的直流分量,m(一v<）前饋。為了濾除高頻分量,在反饋通路中加入低通濾波器G1f(s）。假定,m(一v<）=-kd(Vc1-Vc2）,那么i<跟蹤的實際電流參考值為iref＋k(Vc1-Vc2）,其中含有與電容壓差同向的直流分量,能夠實現均壓。另一種方案是增加電容壓差均壓環(huán),控制框圖如圖5(b）所示,將參考值kd(Vc1-Vc2）直接疊加到電流控制中。

第一種前饋控制策略,對補償器的運算精度、濾波效果有較高的要求,會影響均壓精度:第二種控制策略通過采樣直接控制,均壓的可靠性高,且控制環(huán)節(jié)處于電流控制環(huán)路之外,實現了解耦,極大地方便了環(huán)路的設計。因此,本文選用第二種方案,即增加均壓環(huán)的控制方案。

3.2電容壓差紋波分析

所選電容壓差均壓環(huán)控制方案能夠有效實現中點電位平衡,解決直流分量不均的問題,但同時也會引入紋波,導致并網電流THD變差,下面依據變換器工作模態(tài)分析紋波情況。圖6給出了三電平逆變器的4種工作模態(tài)。

圖6(a）是正半周期的正向充電模態(tài),此時s1開通,s2、s3關斷,前級通過正向的并網電流向網側傳遞能量。該過程中,s4導通,使下一個模態(tài),s4能夠零電壓開通。橋臂中點電位為＋0.5Vbus2,開關管s2耐壓為Vbus2,s3耐壓為0.5Vbus2。若此時s4不導通,可以與s3共同承擔電壓,使耐壓各為0.25Vbus2,但會增加開通損耗,降低并網效率。

該模態(tài)中,續(xù)流管s3、s4不流經電流,依據中點0的KC1可以得到:

圖6(b）是正半周期的正向續(xù)流模態(tài),s4導通,s1、s2關斷,此時電流流過s4和s3的反并二極管。橋臂中點電位為0,開關管s1、s2耐壓為0.5Vbus2。

此時由于并網電流ig通過續(xù)流管s3、s4續(xù)流,可以得到:

圖6(c）是負半周期的反向充電模態(tài),s2開通,s1、s4關斷,前級功率通過反向的并網電流向網側傳遞能量。該狀態(tài)與圖6(a）類似,續(xù)流管s3、s4不流經電流,依據中點0的KC1定律,并網電流注入中點,得到:

圖6(d）是負半周期的反向續(xù)流狀態(tài),s3開通,s1、s2關斷,正向電流通過s3和s4的反并二極管續(xù)流,此時橋臂中點電位為0。

該狀態(tài)與圖6(b）類似,此時由于并網電流ig通過續(xù)流管s3、s4續(xù)流,可以得到:

由式(3）至式(6）得到,在圖6(a）(c）模態(tài),即s1、s2導通的正、反向充電模態(tài),并網電流ig注入中點,影響中點電位平衡。在圖6(b）(d）模態(tài),即s1、s2關斷的正、反向續(xù)流模態(tài),并網電流ig經過s3、s4續(xù)流,不影響中點電位平衡。

由于調制頻率為15kHz,遠高于基波工頻50Hz,在計算中,可以用連續(xù)的積分近似離散化控制結果。設并網電流為:

其中Ig為并網電流有效值,得到電容壓差的紋波

由于ig為50Hz的工頻量,存在正負半周,將-sinog-絕對值去掉,分別對正負半周積分。假定40為ig正向過零點,則積分結果為:

其中7g=2m/og,為并網電流周期。

由于電容壓差vd不存在直流分量,初始值vd一irrpe(40）為:

顯然,該紋波vd一irrpe(4）由兩個部分組成,一部分是線性變化量,另一部分是正弦交流量。分別繪制兩個部分vd一irrpe1(4）、vd一irrpe2(4）及總的vd一irrpe(4）波形如圖7所示。

從圖7中可以看出,線性分量vd一irrpe1(4）和正弦分量vd一irrpe2(4）均為50Hz,總的電容壓差紋波vd一irrpe(4）也是50Hz,但相位超前于并網電流909。

為了量化分析,將Ig=10A,c1=2.34mF,og=100m,7g=20ms代入式(9）,繪制電容壓差紋波,如圖8所示。觀察到并入220V交流電網,并網功率Po=2.2kw時,電容壓差紋波最大為12V,峰峰值為24V。

由圖5(b）所示的均壓環(huán)控制方案,該50Hz的紋波分量將隨著均壓環(huán)疊加在并網電流的參考中,雖然頻率相同,但相位超前909,導致并網電流諧波增大,降低并網質量。

3.3所提均壓環(huán)陷波控制策略

由于50Hz頻率不高,低通濾波器難以兼顧低頻高增益與50Hz處的低增益,本文設計50Hz陷波器,針對這一特定頻率進行過濾。該50Hz陷波器的伯德圖如圖9所示,可以看出其極大地降低了50Hz處的增益,而不影響其他頻率,既能有效實現電容電壓直流分量均衡,又能避免該方案引入的諧波。

圖950Hz陷波器伯德圖

對于該50Hz陷波器的設計,由于逆變器為離散控制,需要進行離散化分析。采用雙線性變換,將連續(xù)的傳遞函數轉換成離散狀態(tài),將連續(xù)頻率響應中每一點映射到離散響應中所對應的點。其主要公式為:

陷波器的傳遞函數為:

式中:ωno為陷波中心點角頻率:onb為陷波中心點帶寬。

將式(12）代入式(11）,得到Z域傳遞函數為:

將Z域傳遞函數寫入程序,得到:

4實驗結果與分析

4.1樣機情況

為驗證所提siCM0sFET變電阻驅動方案及逆變器均壓環(huán)陷波控制策略,在實驗室搭建了輸入電壓150～750V、額定功率5kw的能饋型直流電子負載實驗樣機,照片如圖10所示。圖10(a）是DC-DC功率電路,圖10(b）是DC-AC功率電路,為合理利用機箱空間,將11C-DCx的變壓器與原邊開關管設計在DC-DC級,將副邊整流橋設計在DC-AC級。

4.2電容壓差紋波波形實驗驗證

為驗證3.2節(jié)中對逆變器均壓環(huán)電容壓差Vd紋波Vd一irr1e的分析,對單模塊三級式電子負載進行實驗,觀測了逆變器母線上電壓紋波的情況,如圖11所示。電子負載直流側輸入電壓為400V,輸入電流為5A,總輸入功率為2kw。

圖10能饋型電子負載樣機

圖11逆變器均壓環(huán)壓差紋波實驗波形(Po=2kW）

Vg是逆變器并網電壓,為220V、50Hz的工頻量。Vbus2一irr1e是逆變器側母線電壓Vbus2的紋波,為100Hz,Vd一irr1e即電容壓差的紋波情況。通過分別觀測電容電壓Vc1和Vc2,用示波器作差功能得到Vd?？梢杂^察到,Vd一riipe與并網電壓Vg同頻,相位超前約909,紋波最大約為20│,峰峰值約V0│。頻率、相位、幅值等信息的實驗結果與432節(jié)理論分析基本一致。

4.3所提均壓環(huán)陷波控制策略實驗驗證

為驗證4.4節(jié)所提T型三電平逆變器均壓環(huán)陷波控制策略,對應用該策略前后的并網電流THD進行測試與對比。在逆變器輸出側串接功率分析儀,以讀取電流THD數值。

以輸入功率4kw為例進行實驗,測試結果如圖12所示,輸入端電壓、電流:Vrn=500│,1rn=6A。圖(a）為優(yōu)化前的諧波分析,并網電流THD為4.119%:圖(b）為應用所提控制策略優(yōu)化后的諧波分析,并網電流THD為2.794%。

進一步測試各功率點,結果匯總如表2所示。從表中可以看出,應用所提均壓環(huán)陷波控制策略后,THD有大幅優(yōu)化,相比未采用該策略,THD最大同比減小達10.V5%,極大地改善了并網電流質量,驗證了所提方案的有效性。

5結語

本文基于三級式能饋型直流電子負載,在保證SiCMOSFET開關速度的前提下,為抑制驅動電壓超調,提出了一種變電阻驅動方案,提高了驅動可靠性。為了提高三級式拓撲中E型三電平逆變器的并網電流質量,分析了中點電位平衡方案以及所應用的電容壓差均壓環(huán)對并網電流諧波的影響,提出了一種均壓環(huán)陷波控制策略,設計了陷波頻率為50Hz的陷波器。實驗觀測了E型三電平逆變器均壓環(huán)電容壓差紋波波形,并測得采用所提均壓環(huán)陷波控制策略前后并網電流THD,同比優(yōu)化前最大降低了15.45%。