[導讀]摘要本文論述一個新穎的簡單的適用于各種類型硬開關功率轉換器的電能回收電路，這個電路只需使用幾個意法半導體的元器件：一個微型線圈、兩個耦合輔助線圈和兩個優(yōu)化的PN二
摘要本文論述一個新穎的簡單的適用于各種類型硬開關功率轉換器的電能回收電路，這個電路只需使用幾個意法半導體的元器件：一個微型線圈、兩個耦合輔助線圈和兩個優(yōu)化的PN二極管。而且，這個電路完全兼容任何一種PWM控制器。我們在這里論述這個成本最低且能效更高的獨特的電能回收電路的基本設計方法。為了突出這個拓撲的好處，我們在一個90-264 VRMS的通用系列450W硬開關式功率因數校正器內，把這個電路與8A 碳化硅肖特基二極管進行了比較；為了更全面客觀的比較，我們使用了幾個開關頻率(72kHz、140kHz和200kHz)。比較結果顯示，新電路的能效高于碳化硅肖特基二極管。此外，這個包括專用二極管和小線圈在內的整流級具有很高的成本效益，符合大眾市場的預期。1.前言最大限度地降低功率損耗，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現(xiàn)代高能效開關電源面臨的主要挑戰(zhàn)。開關電源的設計目標是降低功率的通態(tài)損耗和開關損耗。不顯著影響成本和功率密度而達到優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的是很難的，因為實現(xiàn)這個目標需要更多的材料，例如，晶片和銅線面積。與通態(tài)損耗不同，降低功率開關損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到。降低功率開關損耗有兩個主要方法：改進半導體技術的動態(tài)特性或電路拓撲。采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開關損耗。然而，這些新產品的能效成本比并不適用于大眾市場，如臺式機電腦和服務器電源。本文重點論述的專利電路[1]采用軟開關法，能效/成本/功率密度/EMI比優(yōu)于碳化硅高壓肖特基二極管，因此符合市場預期。1.1.二極管導通損耗從200W到2000W之間的大眾市場電源通常需要一個連續(xù)導通（CCM）的功率因數校正器（PFC）。要想提高功率轉換器的功率密度，就應該提高開關頻率。然而，功率因數校正器的主要開關損耗是功率開關/整流器換向單元的損耗，提高開關頻率意味著更高的損耗。因為PN二極管產生的電壓電流交叉區(qū)損耗和反向恢復損耗[2] ，如圖1.1所示，所以，主要功率損耗發(fā)生在功率開關的導通階段。圖1:導通損耗與二極管類型和電流軟開關法對比為降低PN二極管整流器引起的功率損耗，最近多家半導體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術的高壓肖特基二極管。盡管半導體廠商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導通過程中發(fā)生的電流電壓交叉區(qū)，如圖1.2所示的。與PN二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率，而二極管的反向恢復電流沒有提高。因此，開關時間變小，導通功率損耗也隨著變小，但是不能徹底消失。今天，為遵守EMI電磁干擾防護標準，在功率因數校正器設計內，碳化硅二極管導通dI/dt最大值約1000A/µs，而傳統(tǒng)的PN二極管的dI/dt值為 300A/µs。1.2. 軟導通法另一種降低導通損耗的方法是使用一個軟開關法，增加一個小線圈L來控制dI/dt斜率。該解決方案消除了在晶體管導通過程中發(fā)生的電流/電流交叉區(qū)和PN二極管反向恢復電流效應，如圖1.3所示。電流軟開關解決方案不是新技術，但是必須達到相關的技術標準：1. 在每個開關周期重置線圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）。2. 無損恢復線圈貯存的感應能量。3. 抑制半導體器件上的任何過壓和過流應力。4. 當增加任何器件時保持成本不增加。5. 保持相似的功率密度。很多電路都可以分為兩大類：有源恢復電路和無源恢復電路。1.3.有源恢復電路在有源恢復電路中，零壓轉換(ZVT)電路[3]是設計人員非常熟悉的電路，如圖2所示。 這種電路可以根除導通功率損耗和關斷功率損耗。圖2: ZVT：有源恢復電路從理論上講，因為所有的開關損耗都被消除，零壓轉換(ZVT)是功率因數校正（PFC）應用最理想的拓撲。此外，不管輸入和輸出功率如何變化，這種電路都能正常工作。然而，在實際應用中，升壓二極管DB的反向恢復電流對零壓轉換電路的影響非常明顯，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制。因為小線圈L上的重置電流，D2 的反向恢復電流包含高應力電壓和寄生阻尼振蕩。最后，PN二極管的動態(tài)特性影響零壓轉換(ZVT)電路的總體能效，因為這個晶體管的導通時間應該增加，而且為降低半導體器件遭受的電應力，必須增加一個有損緩沖器。從成本上看，零壓轉換(ZVT)電路需要增加一個功率MOSFET開關管和一個專用的PWM控制器。雖然市面有多種不同的零壓轉換(ZVT)電路，但是仍然無法克服上述技術難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應用。因此，無源恢復電路更有吸引力。1.4.無源恢復電路 圖3所示電路是一個很好的無源恢復電路示例[4]；只需另增兩個二極管和一個諧振電容。 圖3:無源恢復電路當外部條件不變時，這個電路工作良好。不過，在功率因數校正應用中設計這種電路難度很大，這是因為小線圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復電流和外部電氣條件的限制。盡管無損無源電路只需很少的元器件，不幸地是因為技術原因，這種電路在功率因數校正應用中不可行。這個示例表明，雖然電流緩沖法已被人們熟知，但是在不影響前文提到的五大標準的前提下，通過使用電流緩沖法恢復小線圈L的能量是目前無法克服的技術挑戰(zhàn)。
2.BC²:能量恢復電路這個創(chuàng)新的電路[1]是按照軟開關標準設計的，如圖4所示，為恢復小線圈L貯存的電能，在升壓線圈LB 附近新增兩個二極管 D1和D2 和兩個輔助線圈NS1和NS2 。圖4:新型能量恢復電路:BC²
2.1.概念描述當晶體管導通時，線圈NS1 在主升壓線圈內恢復升壓二極管DB的反向恢復電流IRM 。因為交流輸入電壓調制LB 電壓，所以它也調制NS1上的反射電壓。此外，這個輸入電壓還調制升壓二極管電流IDB及其相關的反向恢復電流IRM。這些綜合調制過程讓流經小線圈L的額外的反向恢復電流 IRM 在線圈NS1 內重置，即便在最惡劣的情況下也是如此。當晶體管關斷時，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈NS2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數關系，當交流線處于低壓時，反射電壓達到最大值，與小線圈L的最大電流值對應。這些綜合變化使流經小線圈L的電流通過二極管D2 消失在體電容內，即便在最惡劣的情況下也是如此。當dI/dt 斜率(大約10A/µs)較低時，例如，在開關轉換器的斷續(xù)模式下，這兩個附加線圈NS1和NS2 用于關斷二極管D1 和D2; 二極管的反向恢復電流不會影響電路特性。我們可以說，這個概念“在電路內回收電流”，因此稱之為BC²。
2.2.相位時序描述變壓比m1 和m2 是線圈NS1和NS2 分別與NP的比值。相位 [ t0前]在t0前，BC²電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉換器的特性相同。升壓二極管DB 導通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量。相位 [t0, t1]在t0時，功率MOSFET導通，DB 的電流等于I0。在t0+時，電流軟開關啟動，即在零電流時，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關損耗。在t0后，流經小線圈L的電流線性升高，達到輸入電流I0和二極管反向恢復電流IRM的總合為止，而流經DB 的電流線性降至-IRM。圖5 真實地描述了這些電流的變化，并考慮到了m2 變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達式 :
此外，在t0 +時，功率MOSFET的固有電容COSS 被放電，電阻是晶體管的導通電阻RDS(on)。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因為VNS2反射電壓是從VOUT抽取的，這個特性讓BC² 電路具有一個優(yōu)點，在低輸出負荷時，可以節(jié)省電能，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：
因此，BC² 還降低了關斷損耗。相位[t1, t2]在t1+時，升壓二極管DB 關斷，過流IRM被貯存小線圈內，過流使DB 結電容線性放電。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D1 二極管導通為止。與此同時，過流IRM 被變壓比m1降低，然后被發(fā)射到主線圈內。圖5:每相的等效時序圖6:每相的等效電路因此，流經NS1的電流有助于給內部線圈LB放電，同時交流電源電壓給線圈Np 施加偏壓。因為根據下面公式計算的反射電壓VNS1的原因，流經D1 的電流IRM 降至0 A。
為保證斷續(xù)模式下的軟開關操作，流經D1的電流在t3前達到0 A。因為當正弦周期內的Vmains電壓達到最高值時，IRM電流達到最高值，所以tD1_ON 時間趨勢支持功率因數校正應用/此外，為消除二極管D1 的反向恢復電流效應，因為反射電壓VNS1低的原因，必須使dI/dt_D1 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D1:不幸地是，在這個相位期間，升壓二極管DB被施加一個高反向電壓：這個特性要求這種應用增加一個二極管，為此，意法半導體開發(fā)出一個優(yōu)化的二極管，使IRM 電流值與擊穿電壓達到精確平衡。相位[t2, t3]在t2時，D1二極管的電流達到0 A，BC²變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉換器。當功率晶體管保持通態(tài)時，在t3點，主LB 線圈內和小L線圈內的電流上升到I1。相位 [t3, t4]在t3時，功率晶體管關斷。這時，COSS電容電壓被小線圈L內貯存的電流線性充電，直到二極管D2導通為止；在關斷期間，功率開關上沒有過壓應力。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到DB 二極管導通為止。一旦所有的二極管一起導通，輸出電流按圖5所示的方式配流。因為NS2的反射電壓的原因，D2 的電流從I1開始降至0 A，dI/dt斜率較低。相反，在t4時，DB 的電流升到標稱值。這種配流有利于BC²電路。事實上，在交流電壓較低的功率因數校正應用（例如90VRMS）中，最高增強電流是在二極管DB 和D1之間機械分配。因此，整流階段的導通損耗得到改進。下面是反射電壓VNS2 和D2 導通時間的計算公式：tD2_ON時間趨勢支持功率因數校正應用，因為Vmains 電壓最低時，I1 電流最大。因此，即變在惡劣的條件下，例如，最低Vmains電壓下的高輸出負載電流，BC²電路仍然能夠保證斷續(xù)模式。此外，為消除二極管D2 的反向恢復電流效應，因為反射電壓VNS2低的原因，必須使dI/dt_D2 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D2:相位 [t4, t5]在t4時，D2二極管的電流達到0 A，BC²變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉換器，只有升壓二極管DB 導通。因為NS2上的反射電壓的原因，功率開關管的電壓低于 Vout。因此，COSS電容在體電容內放電。在t0時，晶體管導通，節(jié)能電能。2.3.BC²電路上的電壓應力表1列出了每個相位對應的最大電壓。表1:BC²上的最大反向電壓BC²電路需要使用一個擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復電流，以防功率晶體管在[t1-t2]相位遭受較高的電流。意法半導體研制出BC²電路專用的3A、5A、8A、10A和16A的二極管，這些二極管采用不同類型的封裝（直插、通孔或貼裝）。意法半導體推出了在一個封裝內嵌入兩支二極管（圖4中的DB和D2）的新產品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT)，新產品的額定反向電壓值達到650V，散熱器用二極管與標準功率因數校正器用二極管完全相同。為保持這個散熱器配置，意法半導體開發(fā)出續(xù)流二極管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060)，該產品采用貼裝或直插式封裝，以便將其焊接在印刷電路板上。針對大功率轉換器，意法半導體開發(fā)出獨立的采用通孔封裝的DB 和D2 二極管(STTH8BC065DI 和STTH8BC060D)。詳情聯(lián)系當地的意法半導體銷售處。2.4.計算m2 和m1 變壓比為在[t1-t2]和[t3-t4]時序期間符合斷續(xù)模式，圖5所示的時間參數td1和td2應總是正值。根據典型連續(xù)導通模式（CCM）功率因數校正規(guī)則和tD1_ON 和tD2_ON 表達式，確定變壓比條件m1 和 m2 不是難事。And其中PIN 是功率因數校正器的輸入功率，F(xiàn)s是開關頻率；VmainsRMS 是RMS電壓最大值；IRMmax是在導通dI/dt和最高工作結溫條件下的反向恢復電流最大值。2.5.小線圈L的電感計算 小線圈L的額定電感有幾種計算方式。例如，導通dI/dt的額定值可能是50A/µs；然后，根據二極管DB的IRM值計算變壓比m2和m1。不過，要想滿足設計規(guī)則，DB的反向電壓VRDB_reverse不得超過VRRM的75%，75%x650 = 487V；如果VRDB_reverse高于 487V，就應該降低小線圈L的電感值；因此，也應該提高小線圈L的dI/dt值和DB二極管的 IRM 值。因此，使VRDB_reverse低于 487V，必須重新計算m1和m2 變壓比。但是這種計算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個良好的方法最終應使小線圈的尺寸最小化。意法半導體開發(fā)出一個考慮以下所有參數的軟件工具：DB二極管的IRM 與電流斜率dI/dt和結溫TJ對比、線圈L電感公差、導通功率損耗。這個軟件工具的研發(fā)目的是幫助設計人員根據應用條件選擇最佳的電感。表2列出了兩個采用BC²概念的功率因數校正應用示例。表2:用于不同類型功率因數校正器的L線圈的電感和尺寸
3.450W功率因數校正器的BC²電路設計為展示BC²電路的優(yōu)點，意法半導體開發(fā)出一個90- 264 VmainsRMS 的通用系列450W功率因數校正器，該系列產品采用硬開關模式和一個標準均流式 PWM控制器。我們從導通特性、能效和熱測量三個方面對BC2電路與8A碳化硅肖特基二極管進行了對比。3.1.BC²設計在評估BC²電路時我們使用了專用二極管，DB采用STTH8BC065DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060，如圖4所示。軟件給出了小線圈L的電感、變壓比m1和m2 與開關頻率的對比值，如表3所示。表3:NS1、NS2 和L與Fs對比值3.2.BC²電路的典型波形 圖7 所示是200 kHz功率因數校正器的典型BC²波形。 每次功率MOSFET導通時，就會發(fā)生一次電流軟開關操作。這條曲線突出表明D1 和D2 二極管總是處于斷續(xù)模式；D1 恢復DB的IRM電流；而D2 通過功率因數校正體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流。如前文所述，在[t0-t1]和[t4-t5]相位，一旦D2 關斷，功率晶體管的漏極電壓立即降低，關斷損耗被消除。圖7:Fs=200 kHz時的典型 BC² 波形3.3.能效比較我們在兩個Vmains電壓和140 kHz開關頻率條件對BC²和SiC二極管進行了能效比較，如圖8 (230VRMS) 和圖9 (90VRMS)所示。當電源電壓230VRMS時，在全負載條件下，BC²電路比8A碳化硅整流管省電2.25W，在100W時省電1W。在低負載條件下，如[t0-t1]相位所述，因為BC²關斷損耗比碳化硅二極管低，NS2 產生的反射電壓仍能提高BC²的能效。一旦功率因數校正器進入斷續(xù)模式(<100W)，碳化硅二極管與BC²電路的能效相同，如圖8所示。圖8:在230VRMS時的能效對比在90VRMS電壓時，軟開關法的優(yōu)點加上COSS 放電節(jié)省的電能好處進一步加強了BC²電路的優(yōu)點。在450W輸出功率時，BC²比碳化硅二極管省電5.4W，在低負載下，因為無關斷損耗，BC²比碳化硅二極管省電1.7%。圖9:在90VRMS時的能效對比圖10:在VmainsRMS=90V時，450W功率因數校正器的三個不同的輸出功率和三個開關頻率的能效對比圖10 突出了BC²電路軟開關法和COSS 放電省電的優(yōu)勢，特別是在低負載下這種優(yōu)勢更加明顯。3.4.熱測量電流軟開關法能夠降低開關晶體管的功率損耗，圖11所示是在一個功率因數校正應用中，BC²解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產生的溫度差(18°C)。如果功率MOSFET晶體管的工作結溫相同，(Tj(avg))BC²解決方案可以讓散熱器變得更小。這樣，節(jié)省的空間抵消了BC²電路的小線圈L所占的空間。因此，BC²電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度。雖然采用熱優(yōu)化技術，但是，當功率MOSFET的RDS(on)導致結溫Tj(avg)上升到90 °C時，采用BC²的解決方案的能效略有降低，不過BC²概念的能效還是高于碳化硅二極管。因此，在圖11和圖9所 示的90VRMS能效比較中，應該從Poutx[1/(SiC_efficiency) – 1/(BC²_ efficiency)]= 5.4W的省電數值中扣除0.75W。總之，BC²電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管。圖11:溫度測比較另一種優(yōu)化BC²概念的方法是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積，獲得與碳化硅二極管相同的能效。在圖11所給的示例中，至少可以去除一個功率 MOSFET開關管。這樣，隨著導通電阻RDS(on) 增加，開關管的功率損耗不必再乘以2。實際上，整體功率損耗降低的另一個原因是MOSFET等效電容COSS 也被削減一半。在圖11的示例中，一個導通電阻RDS(on)小于0.46?的、輸出功率450W的功率MOSFET與一個碳化硅二極管和兩個并聯(lián)功率MOSFET的結構的能效相同。這個功耗優(yōu)化方法對大眾市場應用有吸引力:BC²解決方案應考慮到意法半導體的能效概念和節(jié)省一支功率MOSFET。BC²概念的成本效益高于碳化硅二極管解決方案。
3.5.BC²設計工具意法半導體開發(fā)出一個軟件工具，能夠幫助設計人員根據電源規(guī)格快速確定BC²拓撲的規(guī)格。圖12:BC²設計工具該軟件設計工具可以提供微型線圈和主功率因數校正器的輔助線圈的參數、二極管選型和功率MOSFET的RDS(on)。還可算出每個組件的功率損耗，并與使用一個碳化硅二極管的功率因數校正器對比。4.結論BC²電路使用一個軟開關法，通過一個獨特的無損恢復電路幫助電源設計人員實現(xiàn)最高能效目標。意法半導體推出了BC2²概念專用二極管，以提高連續(xù)導通功率因數校正器（CCM PFC）的性能，如表4所示。表4:BC²電路在450W 140 kHz功率因數校正器中的優(yōu)點此外，把BC²概念用于大眾市場和高端功率因數校正器是設計人員支持現(xiàn)有市場能效推薦標準的理想選擇，例如，在電源額定功率20%、50%和100%負載下能效高于80%的銅牌、銀牌和金牌80 Plus能效標準。此外，BC2及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉換器，這兩種器件是太陽能逆變器或計算機和電信設備的開關電源（SMPS）的常用功率器件。5.參考文獻[1] Benoît Peron, «Auxiliary switching circuit for a chopping converter», Patent No: US 6,987,379 B2,June 2006[2] Bertrand Rivet, «New Solution to Optimize Diode Recovery in PFC Boost Converter», PCIM 2000.[3] Jim Noon, UC3855A/B High Performance Power Factor Preregulator -Texas Instrument- application report- SLUA146A[4] Brian T, Irving and M. Jovanovic «Analysis, Design and Performance Evaluation of Flying-Capacitor Passive Lossless Snubber applied to PFC Boost Converter», APEC 2002, pp. 503 - 508 vol.1.
2.BC²:能量恢復電路這個創(chuàng)新的電路[1]是按照軟開關標準設計的，如圖4所示，為恢復小線圈L貯存的電能，在升壓線圈LB 附近新增兩個二極管 D1和D2 和兩個輔助線圈NS1和NS2 。圖4:新型能量恢復電路:BC²
2.1.概念描述當晶體管導通時，線圈NS1 在主升壓線圈內恢復升壓二極管DB的反向恢復電流IRM 。因為交流輸入電壓調制LB 電壓，所以它也調制NS1上的反射電壓。此外，這個輸入電壓還調制升壓二極管電流IDB及其相關的反向恢復電流IRM。這些綜合調制過程讓流經小線圈L的額外的反向恢復電流 IRM 在線圈NS1 內重置，即便在最惡劣的情況下也是如此。當晶體管關斷時，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈NS2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數關系，當交流線處于低壓時，反射電壓達到最大值，與小線圈L的最大電流值對應。這些綜合變化使流經小線圈L的電流通過二極管D2 消失在體電容內，即便在最惡劣的情況下也是如此。當dI/dt 斜率(大約10A/µs)較低時，例如，在開關轉換器的斷續(xù)模式下，這兩個附加線圈NS1和NS2 用于關斷二極管D1 和D2; 二極管的反向恢復電流不會影響電路特性。我們可以說，這個概念“在電路內回收電流”，因此稱之為BC²。
2.2.相位時序描述變壓比m1 和m2 是線圈NS1和NS2 分別與NP的比值。相位 [ t0前]在t0前，BC²電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉換器的特性相同。升壓二極管DB 導通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量。相位 [t0, t1]在t0時，功率MOSFET導通，DB 的電流等于I0。在t0+時，電流軟開關啟動，即在零電流時，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關損耗。在t0后，流經小線圈L的電流線性升高，達到輸入電流I0和二極管反向恢復電流IRM的總合為止，而流經DB 的電流線性降至-IRM。圖5 真實地描述了這些電流的變化，并考慮到了m2 變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達式 :
此外，在t0 +時，功率MOSFET的固有電容COSS 被放電，電阻是晶體管的導通電阻RDS(on)。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低，因為VNS2反射電壓是從VOUT抽取的，這個特性讓BC² 電路具有一個優(yōu)點，在低輸出負荷時，可以節(jié)省電能，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：
因此，BC² 還降低了關斷損耗。相位[t1, t2]在t1+時，升壓二極管DB 關斷，過流IRM被貯存小線圈內，過流使DB 結電容線性放電。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到D1 二極管導通為止。與此同時，過流IRM 被變壓比m1降低，然后被發(fā)射到主線圈內。圖5:每相的等效時序圖6:每相的等效電路因此，流經NS1的電流有助于給內部線圈LB放電，同時交流電源電壓給線圈Np 施加偏壓。因為根據下面公式計算的反射電壓VNS1的原因，流經D1 的電流IRM 降至0 A。
為保證斷續(xù)模式下的軟開關操作，流經D1的電流在t3前達到0 A。因為當正弦周期內的Vmains電壓達到最高值時，IRM電流達到最高值，所以tD1_ON 時間趨勢支持功率因數校正應用/此外，為消除二極管D1 的反向恢復電流效應，因為反射電壓VNS1低的原因，必須使dI/dt_D1 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D1:不幸地是，在這個相位期間，升壓二極管DB被施加一個高反向電壓：這個特性要求這種應用增加一個二極管，為此，意法半導體開發(fā)出一個優(yōu)化的二極管，使IRM 電流值與擊穿電壓達到精確平衡。相位[t2, t3]在t2時，D1二極管的電流達到0 A，BC²變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉換器。當功率晶體管保持通態(tài)時，在t3點，主LB 線圈內和小L線圈內的電流上升到I1。相位 [t3, t4]在t3時，功率晶體管關斷。這時，COSS電容電壓被小線圈L內貯存的電流線性充電，直到二極管D2導通為止；在關斷期間，功率開關上沒有過壓應力。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到DB 二極管導通為止。一旦所有的二極管一起導通，輸出電流按圖5所示的方式配流。因為NS2的反射電壓的原因，D2 的電流從I1開始降至0 A，dI/dt斜率較低。相反，在t4時，DB 的電流升到標稱值。這種配流有利于BC²電路。事實上，在交流電壓較低的功率因數校正應用（例如90VRMS）中，最高增強電流是在二極管DB 和D1之間機械分配。因此，整流階段的導通損耗得到改進。下面是反射電壓VNS2 和D2 導通時間的計算公式：tD2_ON時間趨勢支持功率因數校正應用，因為Vmains 電壓最低時，I1 電流最大。因此，即變在惡劣的條件下，例如，最低Vmains電壓下的高輸出負載電流，BC²電路仍然能夠保證斷續(xù)模式。此外，為消除二極管D2 的反向恢復電流效應，因為反射電壓VNS2低的原因，必須使dI/dt_D2 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D2:相位 [t4, t5]在t4時，D2二極管的電流達到0 A，BC²變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉換器，只有升壓二極管DB 導通。因為NS2上的反射電壓的原因，功率開關管的電壓低于 Vout。因此，COSS電容在體電容內放電。在t0時，晶體管導通，節(jié)能電能。2.3.BC²電路上的電壓應力表1列出了每個相位對應的最大電壓。表1:BC²上的最大反向電壓BC²電路需要使用一個擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復電流，以防功率晶體管在[t1-t2]相位遭受較高的電流。意法半導體研制出BC²電路專用的3A、5A、8A、10A和16A的二極管，這些二極管采用不同類型的封裝（直插、通孔或貼裝）。意法半導體推出了在一個封裝內嵌入兩支二極管（圖4中的DB和D2）的新產品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT)，新產品的額定反向電壓值達到650V，散熱器用二極管與標準功率因數校正器用二極管完全相同。為保持這個散熱器配置，意法半導體開發(fā)出續(xù)流二極管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060)，該產品采用貼裝或直插式封裝，以便將其焊接在印刷電路板上。針對大功率轉換器，意法半導體開發(fā)出獨立的采用通孔封裝的DB 和D2 二極管(STTH8BC065DI 和STTH8BC060D)。詳情聯(lián)系當地的意法半導體銷售處。2.4.計算m2 和m1 變壓比為在[t1-t2]和[t3-t4]時序期間符合斷續(xù)模式，圖5所示的時間參數td1和td2應總是正值。根據典型連續(xù)導通模式（CCM）功率因數校正規(guī)則和tD1_ON 和tD2_ON 表達式，確定變壓比條件m1 和 m2 不是難事。And其中PIN 是功率因數校正器的輸入功率，F(xiàn)s是開關頻率；VmainsRMS 是RMS電壓最大值；IRMmax是在導通dI/dt和最高工作結溫條件下的反向恢復電流最大值。2.5.小線圈L的電感計算 小線圈L的額定電感有幾種計算方式。例如，導通dI/dt的額定值可能是50A/µs；然后，根據二極管DB的IRM值計算變壓比m2和m1。不過，要想滿足設計規(guī)則，DB的反向電壓VRDB_reverse不得超過VRRM的75%，75%x650 = 487V；如果VRDB_reverse高于 487V，就應該降低小線圈L的電感值；因此，也應該提高小線圈L的dI/dt值和DB二極管的 IRM 值。因此，使VRDB_reverse低于 487V，必須重新計算m1和m2 變壓比。但是這種計算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個良好的方法最終應使小線圈的尺寸最小化。意法半導體開發(fā)出一個考慮以下所有參數的軟件工具：DB二極管的IRM 與電流斜率dI/dt和結溫TJ對比、線圈L電感公差、導通功率損耗。這個軟件工具的研發(fā)目的是幫助設計人員根據應用條件選擇最佳的電感。表2列出了兩個采用BC²概念的功率因數校正應用示例。表2:用于不同類型功率因數校正器的L線圈的電感和尺寸
3.450W功率因數校正器的BC²電路設計為展示BC²電路的優(yōu)點，意法半導體開發(fā)出一個90- 264 VmainsRMS 的通用系列450W功率因數校正器，該系列產品采用硬開關模式和一個標準均流式 PWM控制器。我們從導通特性、能效和熱測量三個方面對BC2電路與8A碳化硅肖特基二極管進行了對比。3.1.BC²設計在評估BC²電路時我們使用了專用二極管，DB采用STTH8BC065DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060，如圖4所示。軟件給出了小線圈L的電感、變壓比m1和m2 與開關頻率的對比值，如表3所示。表3:NS1、NS2 和L與Fs對比值3.2.BC²電路的典型波形 圖7 所示是200 kHz功率因數校正器的典型BC²波形。 每次功率MOSFET導通時，就會發(fā)生一次電流軟開關操作。這條曲線突出表明D1 和D2 二極管總是處于斷續(xù)模式；D1 恢復DB的IRM電流；而D2 通過功率因數校正體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流。如前文所述，在[t0-t1]和[t4-t5]相位，一旦D2 關斷，功率晶體管的漏極電壓立即降低，關斷損耗被消除。圖7:Fs=200 kHz時的典型 BC² 波形3.3.能效比較我們在兩個Vmains電壓和140 kHz開關頻率條件對BC²和SiC二極管進行了能效比較，如圖8 (230VRMS) 和圖9 (90VRMS)所示。當電源電壓230VRMS時，在全負載條件下，BC²電路比8A碳化硅整流管省電2.25W，在100W時省電1W。在低負載條件下，如[t0-t1]相位所述，因為BC²關斷損耗比碳化硅二極管低，NS2 產生的反射電壓仍能提高BC²的能效。一旦功率因數校正器進入斷續(xù)模式(<100W)，碳化硅二極管與BC²電路的能效相同，如圖8所示。圖8:在230VRMS時的能效對比在90VRMS電壓時，軟開關法的優(yōu)點加上COSS 放電節(jié)省的電能好處進一步加強了BC²電路的優(yōu)點。在450W輸出功率時，BC²比碳化硅二極管省電5.4W，在低負載下，因為無關斷損耗，BC²比碳化硅二極管省電1.7%。圖9:在90VRMS時的能效對比圖10:在VmainsRMS=90V時，450W功率因數校正器的三個不同的輸出功率和三個開關頻率的能效對比圖10 突出了BC²電路軟開關法和COSS 放電省電的優(yōu)勢，特別是在低負載下這種優(yōu)勢更加明顯。3.4.熱測量電流軟開關法能夠降低開關晶體管的功率損耗，圖11所示是在一個功率因數校正應用中，BC²解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產生的溫度差(18°C)。如果功率MOSFET晶體管的工作結溫相同，(Tj(avg))BC²解決方案可以讓散熱器變得更小。這樣，節(jié)省的空間抵消了BC²電路的小線圈L所占的空間。因此，BC²電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度。雖然采用熱優(yōu)化技術，但是，當功率MOSFET的RDS(on)導致結溫Tj(avg)上升到90 °C時，采用BC²的解決方案的能效略有降低，不過BC²概念的能效還是高于碳化硅二極管。因此，在圖11和圖9所 示的90VRMS能效比較中，應該從Poutx[1/(SiC_efficiency) – 1/(BC²_ efficiency)]= 5.4W的省電數值中扣除0.75W。總之，BC²電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管。圖11:溫度測比較另一種優(yōu)化BC²概念的方法是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積，獲得與碳化硅二極管相同的能效。在圖11所給的示例中，至少可以去除一個功率 MOSFET開關管。這樣，隨著導通電阻RDS(on) 增加，開關管的功率損耗不必再乘以2。實際上，整體功率損耗降低的另一個原因是MOSFET等效電容COSS 也被削減一半。在圖11的示例中，一個導通電阻RDS(on)小于0.46?的、輸出功率450W的功率MOSFET與一個碳化硅二極管和兩個并聯(lián)功率MOSFET的結構的能效相同。這個功耗優(yōu)化方法對大眾市場應用有吸引力:BC²解決方案應考慮到意法半導體的能效概念和節(jié)省一支功率MOSFET。BC²概念的成本效益高于碳化硅二極管解決方案。
3.5.BC²設計工具意法半導體開發(fā)出一個軟件工具，能夠幫助設計人員根據電源規(guī)格快速確定BC²拓撲的規(guī)格。圖12:BC²設計工具該軟件設計工具可以提供微型線圈和主功率因數校正器的輔助線圈的參數、二極管選型和功率MOSFET的RDS(on)。還可算出每個組件的功率損耗，并與使用一個碳化硅二極管的功率因數校正器對比。4.結論BC²電路使用一個軟開關法，通過一個獨特的無損恢復電路幫助電源設計人員實現(xiàn)最高能效目標。意法半導體推出了BC2²概念專用二極管，以提高連續(xù)導通功率因數校正器（CCM PFC）的性能，如表4所示。表4:BC²電路在450W 140 kHz功率因數校正器中的優(yōu)點此外，把BC²概念用于大眾市場和高端功率因數校正器是設計人員支持現(xiàn)有市場能效推薦標準的理想選擇，例如，在電源額定功率20%、50%和100%負載下能效高于80%的銅牌、銀牌和金牌80 Plus能效標準。此外，BC2及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉換器，這兩種器件是太陽能逆變器或計算機和電信設備的開關電源（SMPS）的常用功率器件。5.參考文獻[1] Benoît Peron, «Auxiliary switching circuit for a chopping converter», Patent No: US 6,987,379 B2,June 2006[2] Bertrand Rivet, «New Solution to Optimize Diode Recovery in PFC Boost Converter», PCIM 2000.[3] Jim Noon, UC3855A/B High Performance Power Factor Preregulator -Texas Instrument- application report- SLUA146A[4] Brian T, Irving and M. Jovanovic «Analysis, Design and Performance Evaluation of Flying-Capacitor Passive Lossless Snubber applied to PFC Boost Converter», APEC 2002, pp. 503 - 508 vol.1.
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