5、繼承以上條件，將開槽改為在參考平面GND2上，參考平面GND1保持完整，其三維幾何圖形如圖11:

 

 

圖14 參考GND2 平面開槽的三維幾何圖形

進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下為：

 

 

圖15 S 參數(shù)

如圖8 可以查出：T1 的S11 為0.33514,S21 為0.90913;T2 的S11 為0.048959,S21 為0.90467.

與圖相比T1 的S11 為0.36357,S21 為0.79713;T2 的S11 為0.382,S21 為0.78853.GND2開槽比GND1 開槽對(duì)信號(hào)質(zhì)量影響要小。由于GND2 與SIG 的介質(zhì)較厚，相對(duì)的電場(chǎng)能量更多的集中在GND1.

 

 

圖16 參考平面GND2 開槽——S 參數(shù)曲線圖

對(duì)圖10 和圖16 進(jìn)行插入損耗的S 參數(shù)和回波損耗的S 參數(shù)比較如圖17.

 

 

圖17 參考平面GND1 開槽與參考平面GND2 開槽S 參數(shù)比較圖

如圖17 所示：由于GND2 與SIG 的介質(zhì)較厚，相對(duì)的電場(chǎng)能量更多的集中在GND1,所以在GND2 開槽對(duì)信號(hào)的質(zhì)量影響要比在GND1 開槽小的多。

在奇模和耦模的形式下S 參數(shù)的比較。信號(hào)回路的電場(chǎng)能量主要集中在臨近的參考平面上。在此之比較SDD21 和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將開槽平面GND1與開槽平面GND2 進(jìn)行SDD21和SCC21 的S 參數(shù)曲線進(jìn)行比較。如圖18 所示：

 

 

圖18 開槽平面GND1 與開槽平面GND2 奇模和耦模的S 參數(shù)比較圖

如圖18所示：開槽對(duì)奇模影響小，對(duì)耦模影響大;對(duì)鄰近的參考平面開槽對(duì)信號(hào)質(zhì)量的影響要比相對(duì)遠(yuǎn)的的參考平面開槽要小。

然后進(jìn)行銅箔參考平面的場(chǎng)定義。

銅箔參考平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖19 所示：

 

 

圖19 GND2 平面開槽情況下GND1 的電場(chǎng)分布圖

銅箔參考平面GND2 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖20所示：

 

 

圖20 參考平面GND2 開槽情況下GND2 的電場(chǎng)分布圖

將圖6、圖7和圖19、20比較，在GND2開槽后，平面GND1和平面GND2的電場(chǎng)能量分布均有較大的差別。電場(chǎng)能量不再完全集中在信號(hào)下方而是在整個(gè)平面上高低不同的電場(chǎng)能量都，但是GND1參考平面的電場(chǎng)分布變化較小，電場(chǎng)能量分布還是主要集中了信號(hào)的正下方。相比較而言GND2參考平面的電場(chǎng)能量分布變化較大。當(dāng)信號(hào)線返回與回流路徑平面間的距離大于等于兩信號(hào)線邊緣距離時(shí)，回流路徑平面內(nèi)的電場(chǎng)能量相互重疊，回流路徑平面的存在對(duì)信號(hào)線。此時(shí)，對(duì)于差分信號(hào)來說，主要以GND1做為回流路徑。

6、繼承以上條件，在參考平面GND1和GND2均開槽的三維幾何圖形如圖21.

 

 

圖21 參考平面GND1 和參考平面GND2 均開槽的三維幾何圖形

進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下圖22、23:

 

 

圖22 參考平面GND1 和GND2 均開槽--S 參數(shù)曲線圖

 

 

圖23 S 參數(shù)

如圖22可以查出：T1 的S11 為0.53287,S21 為0.6064;T2 的S11 為0.59312,S21 為0.56752.

S11>-3dB,S21>-20dB.在這種情況下信號(hào)質(zhì)量嚴(yán)重劣化，根本不能保證信號(hào)的正常傳輸。

對(duì)圖10、圖16 和圖23進(jìn)行參考平面GND1 開槽、參考平面GND2 開槽與參考平面GND1和GND2 均開槽插入損耗的S 參數(shù)比較圖，如圖24:

 

 

圖24 三種參考平面開槽情況的S 參數(shù)比較圖

對(duì)三種參考平面開槽方式的SDD21 和SCC21 的S 參數(shù)曲線進(jìn)行比較。如圖25所示：

 

 

圖25 三種參考平面開槽方式的奇模和耦模的S 參數(shù)比較

如圖26 和圖27,三種參考平面開槽方式對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量帶來的影響有較大的區(qū)別。GND2參考平面開槽對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量影響最小;其次是GND1 參考平面開槽;對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量影響最大的是GND1 和GND2 兩個(gè)參考平面據(jù)開槽的情況。前兩種情況是否能滿足信號(hào)質(zhì)量，還要看開槽的大小和信號(hào)的波長。由于時(shí)間有限在這里不做研究，在后期會(huì)繼續(xù)探討。

然后進(jìn)行銅箔參考平面的場(chǎng)定義。

銅箔參考平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖26 所示：

 

 

圖26 兩個(gè)參考平面均開槽情況下GND1 的電場(chǎng)分布圖[!--empirenews.page--]

銅箔參考平面GND2 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖27 所示：

 

 

圖27 兩個(gè)參考平面均開槽情況下GND2 的電場(chǎng)分布圖

將圖6、圖7和圖28、29比較，在GND2開槽后，平面GND1和平面GND2的電場(chǎng)能量分布均有較大的差別。電場(chǎng)能量不再完全集中在信號(hào)下方而是在整個(gè)平面上高低不同的電場(chǎng)能量都，GND1和GND2參考平面的電場(chǎng)分布均有較大變化，電場(chǎng)能量分布散落在兩個(gè)參考平面上

7、模型輸出

Star-Hspice 是高精確度的模擬電路仿真軟件，是世界上最廣泛應(yīng)用的電路仿真軟件，它無與倫比的高精確度和收斂性已經(jīng)被證明適用于廣泛的電路設(shè)計(jì)。Star-Hspice 能提供設(shè)計(jì)規(guī)格要求的最大可能的準(zhǔn)確度。

在HFSS 中設(shè)置進(jìn)行參數(shù)分析，設(shè)置為對(duì)多個(gè)離散點(diǎn)進(jìn)行分析，分別對(duì)完整參考平面、GND1 平面開槽、GND2 平面開槽、GND1 和GND2 平面均開槽這四種情況進(jìn)行了S 參數(shù)分析，分析完成后，依次對(duì)每種情況，輸出其全波的Star-Hspice 格式Spice 模型，從而完成信號(hào)回流路徑的全波Spice 模型的提取。

從HFSS 中輸出的Star-Hspice 格式的Spice 模型，文件頭如下所示：

* BEGIN ANSOFT HEADER

* node 1 WavePort1:T1_pos

* node 2 WavePort1:T1_neg

* node 3 WavePort1:T2_pos

* node 4 WavePort1:T2_neg

* node 5 WavePort2:T1_pos

* node 6 WavePort2:T1_neg

* node 7 WavePort2:T2_pos

* node 8 WavePort2:T2_neg

* Format: HSPICE

* Model: Full-wave Spice Pole-Residue

* Type: Sparam

* END ANSOFT HEADER

.subckt TMUX_MID3_test1_fws 1 2 3 4 5 6 7 8

Rport1 1 n2 50

Vam1 n2 2 dc=0

Rport2 3 n4 50

Vam2 n4 4 dc=0

Rport3 5 n6 50

Vam3 n6 6 dc=0

Rport4 7 n8 50

Vam4 n8 8 dc=0

8、對(duì)以上四種情況在Hspice 下進(jìn)行時(shí)域仿分析

Hspice 簡介。

Hspice 仿真器提供了任何集成電路的仿真設(shè)計(jì)環(huán)境，如：網(wǎng)表生成，仿真控制、仿真結(jié)果觀察分析、測(cè)試點(diǎn)、反標(biāo)仿真結(jié)果等，這些流程可以適用于目前大多數(shù)EDA 設(shè)計(jì)工具。

Hspice 是事實(shí)上的Spice 工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)仿真軟件，在業(yè)內(nèi)應(yīng)用最為廣泛，它具有精度高、仿真功能強(qiáng)大等特點(diǎn)。沒有提供方便直觀的界面調(diào)入器件模型及電路連接，它使用純文本格式來描述電路的連接關(guān)系及電路中的各個(gè)模型， 不適合初級(jí)用戶。

在Hspice 仿真主文件test.sp 對(duì)完整參考平面(test1)、GND1 平面開槽(test3)、GND2平面開槽(test4)、GND1 和GND2 平面均開槽(test5)四種模型定義同一的源。進(jìn)行時(shí)域仿真比較眼圖。主文件test.sp 的內(nèi)容如下：

*定義偽隨機(jī)碼發(fā)生器

Vin1 in1+ com1 LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vin2 com1 in1- LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vcom1 com1 0 0

*調(diào)用模型庫

.include "./TMUX_MID3_test1_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test3_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test4_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test5_A_fws.lib"

*調(diào)用子電路

Xtest1 in1+ 0 in1- 0 out1+ 0 out1- 0 TMUX_MID3_test1_fws

*終端端接50ohm 的電阻到GND

R1 out1+ 0 50.0

R2 out1- 0 50.0

Xtest3 in1+ 0 in1- 0 out3+ 0 out3- 0 TMUX_MID3_test3_fws

R3 out3+ 0 50.0

R4 out3- 0 50.0

Xtest4 in1+ 0 in1- 0 out4+ 0 out4- 0 TMUX_MID3_test4_fws

R5 out4+ 0 50.0

R6 out4- 0 50.0

Xtest5 in1+ 0 in1- 0 out5+ 0 out5- 0 TMUX_MID3_test5_A_fws

R7 out5+ 0 50.0

R8 out5- 0 50.0

*定義鋸齒電壓波

.param ewidth=800ps ephase=ewidth/4

et1 t1 0 Vol= "(TIME - int(TIME/ewidth)*ewidth)"

et2 t2 0 Vol= "((TIME+ephase) - int((TIME+ephase)/ewidth)*ewidth)"

et3 t3 0 Vol= "((TIME+2*ephase) - int((TIME+2*ephase)/ewidth)*ewidth)"

et4 t4 0 Vol= "((TIME+3*ephase) - int((TIME+3*ephase)/ewidth)*ewidth)"

rt1 t1 0 1Meg

rt2 t2 0 1Meg

rt3 t3 0 1Meg

rt4 t4 0 1Meg

*瞬態(tài)分析

.Tran 1p 40n start=0n

.end

在Hspice 對(duì)主文件test.sp 進(jìn)行仿真分析，生成test.tr0 波形文件，由于在Hspice下看眼圖有回波線如圖28,影響實(shí)際眼圖效果。

 

 

圖28 四種情況在Hspice 下進(jìn)行時(shí)域分析的眼圖比較。

為了更清楚的看眼圖的實(shí)際情況，利用Spice explorer 工具來看test.tr0 文件。如下圖：

 

 

圖29四種情況在Hspice 下進(jìn)行時(shí)域分析的眼圖比較

 

 

如圖29,進(jìn)行時(shí)域分析和S 參數(shù)分析的結(jié)論一樣。信號(hào)的回流路徑緊貼在鄰近的參考平面上。開槽參考平面GND1 對(duì)信號(hào)質(zhì)量影響大，開槽參考平面GND2 對(duì)信號(hào)質(zhì)量影響小。

開槽對(duì)于奇模方式幾乎沒有什么影響，由于奇模情況下的兩個(gè)導(dǎo)體之間存在一個(gè)虛擬的地。

當(dāng)奇模信號(hào)的回路不理想時(shí)，這個(gè)虛擬的地就可以給信號(hào)提供一定的參考，繼而可以降低因?yàn)榉抢硐牖芈范斐傻膶?duì)信號(hào)質(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的地參考回路，在跨越開槽區(qū)域時(shí)需繞路而行，增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號(hào)質(zhì)量的劣化。對(duì)于差分信號(hào)跨越開槽不能簡單的說：差分信號(hào)彼此間可以提供回流路徑，所以跨越參考平面開槽影響不大，這種想法不夠全面。差分傳輸線具有兩種獨(dú)特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。

對(duì)于跨越開槽間隙只能說對(duì)奇模傳輸方式幾乎沒有影響，但耦模傳輸方式的影響如同單端信號(hào)所受的影響。

建議：

盡管兩根差分信號(hào)的奇模傳輸方式可以互為回流路徑，跨開槽間隙對(duì)耦模傳輸方式會(huì)割斷信號(hào)耦模傳輸?shù)幕亓?，同時(shí)跨分割部分的傳輸線會(huì)因?yàn)槿鄙賲⒖计矫娑鴮?dǎo)致阻抗的不連續(xù)。由于差分傳輸線具有兩種獨(dú)特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。而奇模與偶模的傳輸時(shí)延不一樣，若采用差分信令的差分對(duì)因?yàn)槟承┰虿粚?duì)稱或不平衡，這些因素都會(huì)導(dǎo)致信號(hào)出現(xiàn)抖動(dòng)。不要認(rèn)為差分信號(hào)相互提供互為回路路徑，即使跨越分割也不會(huì)對(duì)信號(hào)傳輸質(zhì)量造成影響。差分信號(hào)跨開槽間隙要慎重，根據(jù)實(shí)際情況仿真來確定開槽間隙對(duì)信號(hào)完整性的影響。

以下內(nèi)容適用于單端信號(hào)，也同樣適用于差分信號(hào)。

對(duì)于非理想回路來說，另一個(gè)影響就是跨溝傳輸?shù)亩喔盘?hào)走線之間將具有很高的耦合系數(shù)。其耦合的機(jī)理是源于溝壑本身：能量被耦合到開槽里，然后通過開槽線(slotline)的模式傳到其它走線上。開槽線也是一種傳輸線，在這種模式下，開槽兩邊的導(dǎo)體之間會(huì)形成場(chǎng)。由驅(qū)動(dòng)的角度來看，回路的不連續(xù)可以看作是串聯(lián)了一個(gè)電感。如果回路繞過的距離比較小，那么由于感性濾波的作用，信號(hào)的上升沿會(huì)有一定的衰僐;而如果回路繞過的距離比較大，那么信號(hào)的上升沿將會(huì)出現(xiàn)臺(tái)階現(xiàn)象。需要注意的是，在處理高速信號(hào)的時(shí)候，永遠(yuǎn)不要讓兩根或以上的走線同時(shí)跨越參考平面的溝壑，盡可能保證信號(hào)走線下面的參考平面的連續(xù)性。有時(shí)候跨溝現(xiàn)象是不可避免的，比如在有些設(shè)計(jì)中，走線必須經(jīng)過封裝的抽氣孔(degassing holes)或者過孔反焊盤(anti-pad)區(qū)域的上方。如果信號(hào)跨溝是不可避免的，那么在跨溝處信號(hào)線的兩側(cè)放置一些去耦電容可以降低影響，因?yàn)檫@些電容可以為信號(hào)的回路供了一個(gè)交流的通路。雖然提供這樣的交流短路電容可以顯著的縮短溝壑的(有效)長度，但是實(shí)際上往往是不可能在總線的每根走線之間都放置這樣的電容。通過分析了信號(hào)走線跨越地平面溝壑的情況，可以得出一些關(guān)于參考平面開槽的非理想回流路徑的大致結(jié)論。

●非理想回路呈現(xiàn)出感性的不連續(xù)性。

● 非理想回路將慮掉信號(hào)中的一些高頻分量，從而延緩了信號(hào)的邊沿速率。

● 如果回路的繞過的路徑較長，這種非理想的回路將在接收端產(chǎn)生一些SI 的問題。

● 非理想回路增加了回路的面積，繼而產(chǎn)生一些EMI 問題。

●非理想回路將顯著地增大跨溝信號(hào)之間的耦合系數(shù)。

那么，在PCB 設(shè)計(jì)時(shí)，信號(hào)回流和跨分割的處理：

1.根據(jù)上面分析可以知道，輻射強(qiáng)度是和回路面積成正比的，就是說回流需要走的路徑越長，形成的環(huán)越大，它對(duì)外輻射的干擾也越大，所以，PCB 布板的時(shí)候要盡可能僐小電源回路和信號(hào)回路面積。

2. 對(duì)于一個(gè)高速信號(hào)來說，提供好的信號(hào)回流可以保證它的信號(hào)質(zhì)量，這是因?yàn)镻CB 上傳輸線的特征阻抗一般是以地層或電源層為參考來計(jì)算的，如果高速線附近有連續(xù)的地平面，這樣這條線的阻抗就能保持連續(xù)，如果有某段線附近沒有了地參考，這樣阻抗就會(huì)發(fā)生變化，不連續(xù)的阻抗從而會(huì)影響到信號(hào)的完整性。所以布線的時(shí)候要把高速線分配到靠近地平面的層，或者高速線旁邊并行走一兩條地線，起到屏蔽和就近提供回流的功能。

3.布線時(shí)盡量不要跨電源分割，因?yàn)樾盘?hào)跨越了不同的電源層后，它的回流途徑就會(huì)變長，容易受到干擾。當(dāng)然，不是所有的信號(hào)都不能跨越分割，對(duì)于低速信號(hào)是可以的，因?yàn)楫a(chǎn)生的干擾相比信號(hào)可以不予關(guān)心。對(duì)于高速信號(hào)就要嚴(yán)格些，盡量不要跨越。