隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，電力電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切，而電子設(shè)備都離不開可靠的電源，進(jìn)入80年代計(jì)算機(jī)電源全面實(shí)現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代，進(jìn)入90年代開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機(jī)、通訊、電子檢測(cè)設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進(jìn)了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制IC和MOSFET構(gòu)成。開關(guān)電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長(zhǎng)，但二者增長(zhǎng)速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點(diǎn)上，反而高于開關(guān)電源，這一成本反轉(zhuǎn)點(diǎn)。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關(guān)電源技術(shù)在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點(diǎn)日益向低輸出電力端移動(dòng)，這為開關(guān)電源提供了廣泛的發(fā)展空間。

開關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關(guān)電源小型化，并使開關(guān)電源進(jìn)入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動(dòng)了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外開關(guān)電源的發(fā)展與應(yīng)用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護(hù)環(huán)境方面都具有重要的意義。

SMPS的進(jìn)展

一直以來(lái)，離線式SMPS產(chǎn)業(yè)由功率半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)的功率元件發(fā)展所推動(dòng)。作為主要的功率開關(guān)器件IGBT、功率MOSFET和功率二極管正不斷改良，相應(yīng)地也是明顯地改善了SMPS的效率，減小了尺寸，重量和成本也隨之降低。由于器件對(duì)應(yīng)用性能的這種直接影響，SMPS設(shè)計(jì)人員必須比較不同半導(dǎo)體技術(shù)的各種優(yōu)缺點(diǎn)以優(yōu)化其設(shè)計(jì)。例如，MOSFET一般在較低功率應(yīng)用及較高頻應(yīng)用(即功率《1000W及開關(guān)頻率≥100kHz)中表現(xiàn)較好，而 IGBT則在較低頻及較高功率設(shè)計(jì)中表現(xiàn)卓越。

導(dǎo)通損耗

除了IGBT的電壓下降時(shí)間較長(zhǎng)外，IGBT和功率MOSFET的導(dǎo)通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路(見圖1)可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時(shí)間導(dǎo)致了導(dǎo)通電壓拖尾(voltage tail)出現(xiàn)。

圖1 IGBT等效電路

這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS情況下，在負(fù)載電流從組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會(huì)上升。IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉(zhuǎn)換周期Icollector與VCE乘積的時(shí)間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的其他損耗。其又分為兩個(gè)Eon能量參數(shù)，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損耗; Eon2則包括了與二極管恢復(fù)相關(guān)的硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過(guò)恢復(fù)與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來(lái)測(cè)量，典型的Eon2測(cè)試電路如圖2所示。

圖2 典型的導(dǎo)通能耗Eon和關(guān)斷能耗Eoff 測(cè)試電路

開關(guān)電源 (Switch Mode Power Supply;SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導(dǎo)體器件的選擇，即開關(guān)管和整流器。雖然沒有萬(wàn)全的方案來(lái)解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對(duì)特定SMPS應(yīng)用中的IGBT 和 MOSFET進(jìn)行性能比較，確定關(guān)鍵參數(shù)的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對(duì)一些參數(shù)進(jìn)行探討，如硬開關(guān)和軟開關(guān)ZVS (零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_關(guān)損耗，并對(duì)電路和器件特性相關(guān)的三個(gè)主要功率開關(guān)損耗—導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。

在硬開關(guān)導(dǎo)通的情況下，柵極驅(qū)動(dòng)電壓和阻抗以及整流二極管的恢復(fù)特性決定了Eon開關(guān)損耗。對(duì)于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來(lái)說(shuō)，升壓二極管恢復(fù)特性在Eon (導(dǎo)通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復(fù)特性也非常重要。

在硬開關(guān)電路中，如全橋和半橋拓?fù)渲?，與IGBT組合封裝的是快恢復(fù)管或MOSFET體二極管，當(dāng)對(duì)應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)二極管有電流經(jīng)過(guò)，因而二極管的恢復(fù)特性決定了Eon損耗。

一般來(lái)說(shuō)，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應(yīng)用匹配，具有較低正向傳導(dǎo)損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機(jī)驅(qū)動(dòng)IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復(fù)超快二極管，可與高頻SMPS2開關(guān)模式IGBT組合封裝在一起。

除了選擇正確的二極管外，設(shè)計(jì)人員還能夠通過(guò)調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通源阻抗來(lái)控制Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因?yàn)檩^高的di/dt 會(huì)導(dǎo)致電壓尖脈沖、輻射和傳導(dǎo)EMI增加。為選擇正確的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗以滿足導(dǎo)通di/dt 的需求，可能需要進(jìn)行電路內(nèi)部測(cè)試與驗(yàn)證，然后根據(jù)MOSFET轉(zhuǎn)換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。

圖3 MOSFET的轉(zhuǎn)移特性

假定在導(dǎo)通時(shí)，F(xiàn)ET電流上升到10A，根據(jù)圖3中25℃的那條曲線，為了達(dá)到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉(zhuǎn)換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。

公式1 獲得所需導(dǎo)通di/dt的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗

把平均GFS值運(yùn)用到公式1中，得到柵極驅(qū)動(dòng)電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，F(xiàn)CP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF;于是可以計(jì)算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會(huì)在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會(huì)變化。

同樣的，IGBT也可以進(jìn)行類似的柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通阻抗計(jì)算，VGE(avg) 和 GFS可以通過(guò)IGBT的轉(zhuǎn)換特性曲線來(lái)確定，并應(yīng)用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計(jì)算所得的IGBT導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。

傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎

在比較額定值為600V的器件時(shí)，IGBT的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應(yīng)該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測(cè)，并在指明最差情況下的工作結(jié)溫下進(jìn)行的。圖4顯示了在125℃的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后， MOSFET的傳導(dǎo)損耗更大。

圖4 傳導(dǎo)損耗直流工作[!--empirenews.page--]

圖5 CCM升壓PFC電路中的傳導(dǎo)損耗

不過(guò)，圖4中的直流傳導(dǎo)損耗比較不適用于大部分應(yīng)用。同時(shí)，圖5中顯示了傳導(dǎo)損耗在CCM (連續(xù)電流模式)、升壓PFC電路，125℃的結(jié)溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中，MOSFET-IGBT的曲線相交點(diǎn)為2.65A RMS。對(duì)PFC電路而言，當(dāng)交流輸入電流大于2.65A RMS時(shí)，MOSFET具有較大的傳導(dǎo)損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計(jì)算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導(dǎo)損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以計(jì)算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內(nèi)，該傳導(dǎo)損耗還可以進(jìn)一步精確化，這種關(guān)系如圖6所示。

圖6 FCP11N60(MOSFET)： RDS(on)隨IDRAIN和VGE的變化

一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對(duì)漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導(dǎo)損耗計(jì)算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對(duì)傳導(dǎo)損耗的影響。作為ID之函數(shù)，RDS(on)變化對(duì)大多數(shù)SMPS拓?fù)涞挠绊懞苄　?/p>

在MOSFET傳導(dǎo)極小占空比的高脈沖電流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，應(yīng)該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個(gè)電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 (即5.5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5.5A(規(guī)格書中的測(cè)試電流)時(shí)的0.32歐姆大25%。

公式2 CCM PFC電路中的RMS電流

式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流;Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓;Vout是直流輸出電壓。

在實(shí)際應(yīng)用中，計(jì)算IGBT在類似PFC電路中的傳導(dǎo)損耗將更加復(fù)雜，因?yàn)槊總€(gè)開關(guān)周期都在不同的IC上進(jìn)行。IGBT的VCE(sat)不能由一個(gè)阻抗表示，比較簡(jiǎn)單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個(gè)固定VFCE電壓，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。

圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導(dǎo)損耗，即假定設(shè)計(jì)目標(biāo)在維持最差情況下的傳導(dǎo)損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導(dǎo)超過(guò)MOSFET 70% 的功率。

雖然IGBT的傳導(dǎo)損耗較小，但大多數(shù)600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負(fù)溫度系數(shù))特性，不能并聯(lián)分流。IGBT 在開通過(guò)程中，大部分時(shí)間是作為MOSFET 來(lái)運(yùn)行的，只是在漏源電壓Uds 下降過(guò)程后期， PNP 晶體管由放大區(qū)至飽和，又增加了一段延遲時(shí)間。td(on) 為開通延遲時(shí)間， tri 為電流上升時(shí)間。實(shí)際應(yīng)用中常給出的漏極電流開通時(shí)間ton 即為td (on) tri 之和。漏源電壓的下降時(shí)間由tfe1 和tfe2 組成。IGBT的觸發(fā)和關(guān)斷要求給其柵極和基極之間加上正向電壓和負(fù)向電壓，柵極電壓可由不同的驅(qū)動(dòng)電路產(chǎn)生。當(dāng)選擇這些驅(qū)動(dòng)電路時(shí)，必須基于以下的參數(shù)來(lái)進(jìn)行：器件關(guān)斷偏置的要求、柵極電荷的要求、耐固性要求和電源的情況。因?yàn)镮GBT柵極- 發(fā)射極阻抗大，故可使用MOSFET驅(qū)動(dòng)技術(shù)進(jìn)行觸發(fā)，不過(guò)由于IGBT的輸入電容較MOSFET為大，故IGBT的關(guān)斷偏壓應(yīng)該比許多MOSFET驅(qū)動(dòng)電路提供的偏壓更高。

關(guān)斷損耗 —問題尚未結(jié)束

在硬開關(guān)、鉗位感性電路中，MOSFET的關(guān)斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關(guān)。圖7顯示了集電極電流ICE和結(jié)溫Tj的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT數(shù)據(jù)表中都有提供。

圖7 本圖表顯示IGBT的Eoff隨ICE及Tj的變化

圖2顯示了用于測(cè)量IGBT Eoff的典型測(cè)試電路， 它的測(cè)試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個(gè)別器件的BVCES而異。在比較器件時(shí)應(yīng)考慮這測(cè)試條件中的VDD，因?yàn)樵谳^低的VDD鉗位電壓下進(jìn)行測(cè)試和工作將導(dǎo)致Eoff能耗降低。

降低柵極驅(qū)動(dòng)關(guān)斷阻抗對(duì)減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當(dāng)?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET關(guān)斷時(shí)，在IGBT少數(shù)載流子BJT中仍存在存儲(chǔ)時(shí)間延遲td(off)I。不過(guò)，降低Eoff驅(qū)動(dòng)阻抗將會(huì)減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關(guān)斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅(qū)動(dòng)回路中的風(fēng)險(xiǎn)，避免使器件重新偏置為傳導(dǎo)狀態(tài)，從而導(dǎo)致多個(gè)產(chǎn)生Eoff的開關(guān)動(dòng)作。

ZVS和ZCS拓?fù)湓诮档蚆OSFET 和 IGBT的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢(shì)。不過(guò)ZVS的工作優(yōu)點(diǎn)在IGBT中沒有那么大，因?yàn)楫?dāng)集電極電壓上升到允許多余存儲(chǔ)電荷進(jìn)行耗散的電勢(shì)值時(shí)，會(huì)引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓?fù)淇梢蕴嵘畲蟮?strong>IGBT Eoff性能。

金屬-氧化層-半導(dǎo)體-場(chǎng)效晶體管，簡(jiǎn)稱金氧半場(chǎng)效晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)是一種可以廣泛使用在模擬電路與數(shù)字電路的場(chǎng)效晶體管。MOSFET依照其“通道”的極性不同，可分為n-type與p-type的MOSFET，通常又稱為NMOSFET與PMOSFET，其他簡(jiǎn)稱尚包括NMOS FET、PMOS FET、nMOSFET、pMOSFET等。耗盡型與增強(qiáng)型主要區(qū)別是在制造SiO2絕緣層中有大量的正離子，使在P型襯底的界面上感應(yīng)出較多的負(fù)電荷，即在兩個(gè)N型區(qū)中間的P型硅內(nèi)形成一N型硅薄層而形成一導(dǎo)電溝道，所以在VGS=0時(shí)，有VDS作用時(shí)也有一定的ID(IDSS);當(dāng)VGS有電壓時(shí)(可以是正電壓或負(fù)電壓)，改變感應(yīng)的負(fù)電荷數(shù)量，從而改變ID的大小。

MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅(qū)動(dòng)速度、柵極驅(qū)動(dòng)關(guān)斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產(chǎn)生一個(gè)電勢(shì)，通過(guò)限制電流速度下降而增加關(guān)斷損耗。在關(guān)斷時(shí)，電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH，VGS(th)= 4V，則最大電流下降速度為VGS(th)/Lx=800A/μs。

圖8 典型硬開關(guān)應(yīng)用中的柵極驅(qū)動(dòng)電路

總結(jié)

在選用功率開關(guān)器件時(shí)，并沒有萬(wàn)全的解決方案，電路拓?fù)洹⒐ぷ黝l率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會(huì)在做出最佳選擇時(shí)起著作用。在具有最小 Eon損耗的ZVS 和 ZCS應(yīng)用中，MOSFET由于具有較快的開關(guān)速度和較少的關(guān)斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。