雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器及其應(yīng)用設(shè)計(jì)
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正激轉(zhuǎn)換器中，變壓器的磁芯單方向磁化，在每個(gè)開關(guān)周期都需要采用相應(yīng)的措施來使磁芯復(fù)位到初始值，否則勵(lì)磁電流會(huì)在每個(gè)開關(guān)周期增大，經(jīng)歷幾個(gè)周期后會(huì)使磁芯飽和，損壞開關(guān)器件。相對(duì)而言，如果有磁芯復(fù)位，電流就不會(huì)在每個(gè)開關(guān)周期增大，電壓會(huì)基于勵(lì)磁電感(Lmag)反相并使磁芯復(fù)位。圖1以單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器為例，簡要對(duì)比了無磁芯復(fù)位與有磁芯復(fù)位的電路圖及勵(lì)磁電感電流波形。
有3種常見的標(biāo)準(zhǔn)磁芯復(fù)位技術(shù)，分別是三次繞組，電阻、電容、二極管(RCD)鉗位和雙開關(guān)正激。三次繞組磁芯復(fù)位技術(shù)的電路示意圖參見圖1b)，這種技術(shù)能夠提供大于50%的占空比，但開關(guān)Q1的峰值電壓可能大于輸入電壓的2倍，而且變壓器有三次繞組，使變壓器結(jié)構(gòu)更復(fù)雜。RCD鉗位磁芯復(fù)位技術(shù)也能使占空比大于50%，但需要寫等式和仿真，以檢驗(yàn)復(fù)位的正確性，讓設(shè)計(jì)過程更復(fù)雜。RCD鉗位技術(shù)的成本比三次繞組技術(shù)低，但由于復(fù)位電路中的鉗位電阻消耗能量，影響了電源轉(zhuǎn)換效率。
圖1：正激轉(zhuǎn)換器不帶磁芯復(fù)位與帶磁芯復(fù)位之對(duì)比。
與前兩種磁芯復(fù)位技術(shù)相比，雙開關(guān)正激更易于實(shí)現(xiàn)，而且開關(guān)Q1上的峰值電壓等于輸入電壓，降低了開關(guān)所承受的電壓應(yīng)力。這種技術(shù)需要額外的MOSFET (Q2)和高端驅(qū)動(dòng)器，且需要2個(gè)高壓低功率二極管(D3和D4)，參見圖2。雙開關(guān)正激技術(shù)的每個(gè)開關(guān)周期包含3步：第1步，開關(guān)Q1、Q2及二極管D1導(dǎo)通，二極管D2、D3及D4關(guān)閉；第2步，開關(guān)Q1、Q2及二極管D1關(guān)閉，而二極管D2、D3及D4導(dǎo)通；第3步，開關(guān)Q1、Q2及二極管D1仍然關(guān)閉，二極管D2仍然導(dǎo)通，而二極管D3及D4則關(guān)閉。
圖2：雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器電路原理圖。
當(dāng)然，采用這種技術(shù)后，轉(zhuǎn)換器就成了雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，它不同于單開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，不需要特殊的復(fù)位電路就可以保證可靠的變壓器磁芯復(fù)位，可靠性高，適合更高功率等級(jí)。
NCP1252雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器演示板規(guī)格概覽
NCP1252是安森美半導(dǎo)體新推出的一款改進(jìn)型雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，適合于計(jì)算機(jī)ATX電源、交流適配器、UC38XX替代及其它任何要求低待機(jī)能耗的應(yīng)用，相關(guān)能效測試結(jié)果將在后文提及。這器件也是一種固定頻率控制器，帶跳周期模式，能夠提供真正的空載工作。此外，NCP1252具有可調(diào)節(jié)開關(guān)頻率，增強(qiáng)設(shè)計(jì)靈活性；還帶有閂鎖過流保護(hù)功能，能夠承受暫時(shí)的過載。其它特性還包括可調(diào)節(jié)軟啟動(dòng)時(shí)長、內(nèi)部斜坡補(bǔ)償、自恢復(fù)輸入欠壓檢測等。
NCP1252與市場上不含輸入欠壓檢測 、軟啟動(dòng)及過載檢測的UC384x系列器件相比，提供這系列器件所不包含的這些功能(額外實(shí)現(xiàn)成本為0.07美元)，降低成本并提升可靠性。
安森美半導(dǎo)體基于NCP1252構(gòu)建的演示板規(guī)格包括：
- 輸入電壓范圍：350至410 Vdc；
- 輸出電壓：12 Vdc，精度±5%；
- 額定輸出功率：96 W (8 A)；
- 最大輸出功率：120 W (每分鐘持續(xù)5秒)；
- 最小輸出功率：真正空載(無假負(fù)載)；
- 輸出紋波：50 mV峰值至峰值；
- 最大瞬態(tài)負(fù)載階躍：最大負(fù)載的50%；
- 最大輸出壓降：250 mV (5 µs內(nèi)從輸出電流=50%到滿載(5 A到10 A))。
NCP1252應(yīng)用設(shè)計(jì)：功率元件計(jì)算
1) 變壓器匝數(shù)比、占空比及勵(lì)磁電感
首先計(jì)算變壓器在連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)下的匝數(shù)比N。
根據(jù)等式(1)可以推導(dǎo)出等式(2)：
(1)
(2)
其中，Vout是輸出電壓，η是目標(biāo)能效，Vbulk min是最小輸入電壓(即350 Vdc)，DCmax是NCP1252的最大占空比，N是變壓器匝數(shù)比。
相應(yīng)我們也可以驗(yàn)證出高輸入線路電壓(410 Vdc)時(shí)最小占空比，見等式(3)：
(3)
為了恰當(dāng)?shù)卮判緩?fù)位，需要極小的勵(lì)磁電流來對(duì)繞組電壓反相。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)法則，勵(lì)磁電流為初次峰值電流(Ip_pk)的10%。其中，Ip_pk取值0.94，這數(shù)值的計(jì)算過程參見后文。變壓器勵(lì)磁電感的計(jì)算見等式(4)：
(4)
2) LC輸出濾波器
首先選擇交越頻率(fC)。因開關(guān)噪聲緣故，fC大于10 kHz時(shí)要求無噪聲布線，難于設(shè)計(jì)。故不推薦在較高的頻率交越，直接選定fC為10 kHz。
如果我們假定由fC、輸出電容(Cout)及最大階躍負(fù)載電流(ΔIout)確定出ΔIout 時(shí)的最大壓降(Vout)為250 mV，我們就能寫出下述等式：
(5)
(6)
我們選擇的是2顆松下FM系列的1,000 µF@16 V電容。從電容規(guī)范中解析出：
Ic,rms=5.36 A @ TA=+105 ℃
RESR,low = 8.5 mW @ TA = +20 ℃
RESR,high = 28.5 mW @ TA = -10 ℃
接下來，以DIout = 5 A 來計(jì)算DVout ，見等式(7)：
(7)
這里有一個(gè)經(jīng)驗(yàn)法則，就是選擇等式(6)計(jì)算出來的值一半的等效串聯(lián)電阻(ESR)電容：RESR,max = 22 mW @ 0 ℃。這個(gè)規(guī)則考慮到了電容工藝變化，以及留出一些電源在極低環(huán)境溫度條件下啟動(dòng)工作時(shí)的裕量。
最大峰值到峰值電流(ΔIL)的計(jì)算見等式(8)：
(8)
要獲取輸出電感值，我們能夠?qū)懗鲫P(guān)閉時(shí)間期間的降壓紋波電流等式：
(9)
對(duì)等式(9)進(jìn)行轉(zhuǎn)換，就可以得到等式(10)，最終我們選擇27 µH的標(biāo)準(zhǔn)值。
(10)
輸出電容的均方根電流(ICout,rms)計(jì)算見等式(11)：
(11)
其中，額定電感時(shí)間常數(shù)(τ)的計(jì)算見等式(12)：
(12)
3) 變壓器電流
經(jīng)過一系列計(jì)算(詳細(xì)計(jì)算過程參見參考資料3)，可以得到：次級(jí)峰值電流(IL_pk)為11.13 A，次級(jí)谷底電流(IL_valley)為8.86 A，初級(jí)峰值電流(Ip_pk)為0.95 A，初級(jí)谷底電流(Ip_valley)為0.75 A，初級(jí)均方根電流(Ip,rms)為0.63 A。
4) MOSFET
由于NCP1252是雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器，故作為開關(guān)的功率MOSFET的最大電壓限制為輸入電壓。通常漏極至源極擊穿電壓(BVDSS)施加了等于15%的降額因數(shù)，如果我們選擇500 V的功率MOSFET，降額后的最大電壓應(yīng)該是：500 V x 0.85 = 425 V。我們選擇的功率MOSFET是采用TO220封裝的FDP16N50，其BVDSS為500 V，導(dǎo)通阻抗(RDS(on))為0.434 Ω(@Tj=110℃)，總門電荷(QG)為45 nC，門極至漏極電荷(QGD)為14 nC。
MOSFET的導(dǎo)電損耗、開關(guān)導(dǎo)通損耗計(jì)算見等式(13)到(14)：
(13)
(14)
其中，交迭時(shí)間(Δt)由下列等式計(jì)算得出：
(15)
MOSFET的開關(guān)關(guān)閉損耗見等式(16)：
(16)
其中，交迭時(shí)間(Δt)由下列等式計(jì)算得出：
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因此，MOSFET的總損耗為：
Plosses=Pcond+PSW,on+PSW,off=173+149+324=646 mW (18)
5) 二極管
次極二極管D1和D2維持相同的峰值反相電壓(PIV)，結(jié)合二極管降額因數(shù)(kD)為40%，可以計(jì)算出PIV，見等式(19)：
(19)
由于PIV<100 V，故能夠選擇30 A、60 V、TO-220封裝的肖特基二極管MBRB30H60CT。
二極管導(dǎo)通時(shí)間期間的導(dǎo)電損耗為：
Pcond,forward=IoutVfDCmax=10x0.5x0.45=2.25 W (20)
關(guān)閉時(shí)間期間的導(dǎo)電損耗為：
Pcond,freewheel=IoutVf(1-DCmin)=10x0.5x(1-0.39) =3.05 W (21)
NCP1252應(yīng)用設(shè)計(jì)：NCP1252元件計(jì)算
1) 用于選擇開關(guān)頻率的電阻Rt
采用一顆簡單電阻，即可在50至500 kHz范圍之間選擇開關(guān)頻率(FSW)。假定開關(guān)頻率為125 kHz，那么我們就可以得到：
(22)
其中，VRt是Rt引腳上呈現(xiàn)的內(nèi)部電壓參考(2.2 V)。
2) 感測電阻
NCP1252的最大峰值電流感測電壓達(dá)1 V。感測電阻(Rsense)以初級(jí)峰值電流的20%余量來計(jì)算，其中10%為勵(lì)磁電流，10%為總公差：
(23)
(24)
3) 斜坡補(bǔ)償
斜坡補(bǔ)償旨在防止頻率為開關(guān)頻率一半時(shí)出現(xiàn)次斜坡振蕩，這時(shí)轉(zhuǎn)換器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，重要的是考慮由勵(lì)磁電廠所致的自然補(bǔ)償。根據(jù)所要求的斜坡補(bǔ)償(通常為50%至100%)，僅能夠外部增加斜坡補(bǔ)償與自然補(bǔ)償之間的差值。
目標(biāo)斜坡補(bǔ)償?shù)燃?jí)為100%。相關(guān)計(jì)算等式如下：
內(nèi)部斜坡：
(25)
初級(jí)自然斜坡：
(26)
次級(jí)向下斜坡：
(27)
自然斜坡補(bǔ)償：
(28)
由于自然斜坡補(bǔ)償?shù)陀?00%的目標(biāo)斜坡補(bǔ)償，我們需要計(jì)算約33%的補(bǔ)償：
(29)
(30)
由于RcompCCS網(wǎng)絡(luò)濾波需要約220 ns的時(shí)間常數(shù)，故：
(31)
4) 輸入欠壓電阻
輸入欠壓(BO)引腳電壓低于VBO參考時(shí)連接IBO電流源，從而產(chǎn)生BO磁滯。
(32)
(33)
NCP1252演示板圖片及性能概覽
NCP1252演示板的詳細(xì)電路圖參見參考資料2,其頂視圖和底視圖則見圖3。
圖3：NCP1252演示板的頂視圖及底視圖。
在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下，NCP1252演示板不同負(fù)載等級(jí)時(shí)的能效如圖4所示。從此圖可以看出，負(fù)載高于40%最大負(fù)載時(shí)，工作能效高于90%。這演示板還能藉在轉(zhuǎn)換器次級(jí)端同步整流，進(jìn)一步提升能效達(dá)幾個(gè)百分點(diǎn)。
圖4：NCP1252演示板在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下的能效圖。
如前所述，NCP1252提供軟啟動(dòng)功能，其中一個(gè)目標(biāo)應(yīng)用就是替代UC38xx。NCP1252有一個(gè)專用引腳，支持調(diào)節(jié)軟啟動(dòng)持續(xù)時(shí)間及控制啟動(dòng)期間的峰值。
另外，NCP1252的待機(jī)能耗性能也很突出。這器件能藉將輸入欠壓(BO)引腳接地來關(guān)閉，而關(guān)閉時(shí)VCC輸入端汲入的電流小于100 µA。
總結(jié)：
本文介紹了正激轉(zhuǎn)換器磁芯復(fù)位技術(shù)的原理，比較了三次繞組、RCD鉗位及雙開關(guān)正激等常見的磁芯復(fù)位技術(shù)，分析了雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的優(yōu)勢，并結(jié)合安森美半導(dǎo)體基于雙開關(guān)正激磁芯復(fù)位技術(shù)的NCP1252固定頻率控制器，分享了這雙開關(guān)正激轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用設(shè)計(jì)過程。這器件集成了輸入欠壓檢測、軟啟動(dòng)及過載檢測等眾多特性。測試結(jié)果顯示，NCP1252提供極高的工作能效和極低的待機(jī)能耗，適合UC38xx替代、ATX電源、適配器及其它任何要求低待機(jī)能耗的應(yīng)用。
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