本文將主要依據(jù)以上3個問題，就單相電機繞組，主電路結構及其控制技術，對國內外單相電機變頻調速技術的最新發(fā)展進行了較為詳細的分析和綜述，并在此基礎上對其發(fā)展方向加以探討。

單相電機的變頻調速技術卻還面臨著以下一些問題：

1)單相電機的繞組不同于三相電機，其主副繞組多為不對稱繞組，副繞組通常串聯(lián)了運轉電容，給合成圓形旋轉磁場帶來新的問題;

2)單相電機用的變頻調速逆變主電路結構同樣有其獨特的一面，存在如何獲得合理，高效的逆變電路的問題;

3)針對單相電機變頻調速，存在采用什么樣的控制技術，才能使得單相電機獲得與三相電機，甚至與直流電機一樣優(yōu)良的調速效果的問題。

1 單相電機繞組分析

根據(jù)單相電機合成磁場的分析[1]，單相電機的定子上嵌放有兩相繞組，設兩相繞組軸線在空間相距β電角度，兩相繞組中通入相位差為θ的電流，兩相合成圓形旋轉磁勢的條件是

(1)

式中：FM為主繞組磁勢幅值;

FA為副繞組磁勢幅值。

在單相電機中，定子兩相繞組軸線通常相距90°，為了獲得圓形旋轉磁勢，總希望兩相電流相位差等于90°。

參考文獻[2]給出了不對稱繞組單相電機的等效電路，依據(jù)此等效電路，當空間電角度β和相位差θ均為90°時，電機在以下條件下滿足圓形旋轉磁場的要求，獲得最佳性能：

=1 (2)

式中：Imain為主繞組電流;

Iaux為副繞組電流;

a為副繞組與主繞組之間的匝數(shù)比。

繼而得出Imain=αIaux。

實際上，在電機的運行過程中，時刻保持主副繞組電流比值恒定相當困難，通常以Vaux=aVmain來近似實現(xiàn)電流比值的恒定。

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單相電機多為電容運轉式電動機，副繞組中串聯(lián)的電容值，在工頻條件下能使電機獲得較好的運行性能。當電機運行在低頻時，隨著電容容抗的增大，副繞組中流過的電流相位與主繞組不再成正交關系，于是電機出現(xiàn)過熱，轉矩降低，脈動轉矩增大等問題[3]。所以，目前采用的變頻電路均采用去掉電容，兩相繞組分別控制的方案。但是，去除電容也就意味著要增大加在副繞組上的電壓值。

2 逆變器主電路結構拓撲

2.1 半橋逆變電路

由于只需要輸出兩相電壓，使得單相電機半橋逆變電路結構簡單，僅僅需要4只功率變換器件組成兩個橋臂即可，如圖1所示。半橋逆變電路具有結構簡單，功率開關器件數(shù)目最少，成本低廉，穩(wěn)定性高等優(yōu)點。

圖1 半橋逆變電路

但是，對于單相電機，采用半橋逆變電路面臨這樣一個問題：由于電機的兩相電流I1及I2在相位上相差90°，因而流向中性點N的兩相電流之和I是兩相電流的矢量和。

(3)

對于用兩只電容串聯(lián)構造中點的電源，回饋電流I會使得前級變頻電源輸出電壓波動加大，迫使電源加大輸出電容;同時，由于負載不對稱帶來的直流偏量還會使得中點電位向正(或負)方向持續(xù)漂移，給供電帶來極大影響。所以，如何獲得高質量的雙極性直流電源是采用半橋逆變電路的關鍵所在。在參考文獻[4]中，提出了一種采用Cuk和Sepic電路并聯(lián)方式，來獲取雙極性直流電源的方式。但受到功率開關容量的限制，功率和輸出電壓的大小都有待提高，整個電路的實用性還有待驗證。

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2.2 全橋逆變電路

普通全橋逆變電路每相由4只功率開關器件組成，兩相繞組共需8只功率開關器件，如圖2所示。同半橋逆變電路相比，功率開關器件數(shù)量比為2：1，結構上變得復雜，在穩(wěn)定性和經濟適用方面都不如半橋電路。但是，全橋逆變電路不再需要對稱正負輸出電源，而只需要單路穩(wěn)壓電源即可。兩相繞組的電流也不再對電源形成大的干擾。同時全橋電路的直流電壓利用率也比半橋電路要高。

鑒于開關器件的數(shù)目較多，在實際應用中將圖2中中間兩只橋臂合二為一，成為兩套繞組的公共橋臂，就得到了圖3所示的兩相三橋臂全橋逆變電路[5]。其中的公共橋臂分別同左、右橋臂組合，構成兩相全橋逆變。

圖2雙全橋逆變電路

圖3上三橋臂逆變電路

兩相三橋臂全橋逆變電路繼承了全橋逆變電路的優(yōu)點，同時有效地減少了開關器件的數(shù)目。在直流電壓Ud相同的情況下，其輸出電壓值可達到全橋電路的70%以上。在逆變橋結構上，兩相三橋臂電路同三相半橋逆變電路完全一致，因此，容易從已有的六單元功率模塊移植過來使用，其輸出也可在三相同兩相之間靈活轉換。而目前三相逆變電路用的六單元功率模塊的發(fā)展已經頗為成熟，尤其是在小功率應用場合。

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3 控制技術

單相電機采用半橋逆變電路時，由于主電路結構類似，諸如SPWM和SVPWM等調速技術可以方便地移植到單相電機調速中來。以下討論控制技術時，為了分析方便，均假設電機的兩相繞組對稱，即兩相繞組相同，空間上相互垂直。同時假定正負電源對稱，幅值恒定，中性點N不因電流I的注入而浮動。

3.1 半橋SPWM控制

單相電機采用SPWM控制技術時，由于要保證兩相繞組中的電流相位差為90°，所以，兩路調制信號的相位相應地也要設定為相差90°。SPWM控制的優(yōu)點是諧波含量低，濾波器設計簡單，容易實現(xiàn)調壓、調頻功能。但是，SPWM的缺點也很明顯，即直流電壓利用率低，適合模擬電路，不便于數(shù)字化方案的實現(xiàn)。

3.2 半橋SVPWM控制[6]

依據(jù)電機學的知識可知，電壓空間矢量

同氣隙磁場

之間存在如下關系：

(4)

通過控制電壓空間矢量來控制電機氣隙磁場的旋轉，所以SVPWM控制又稱為磁鏈軌跡控制。

開關器件S1和S2，S3和S4的開關邏輯互補，則4只開關器件只能產生4個電壓矢量。依據(jù)參考文獻[6]的作圖方法可得到圖4所示的電壓矢量圖。

圖4 電壓矢量定義

從矢量圖來看，在兩相半橋逆變電路中，不會產生零電壓矢量。為了合成一個幅值為Uα，相角為α的電壓矢量，在矢量分解時，其X軸的分量要有E1和E2共同完成，而Y軸分量要由E3和E4共同完成。

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在一個開關周期T內，E1作用的時間為t1，則E2作用的時間為T-t1。E3作用的時間為t2，而E4作用的時間為T-t2。根據(jù)矢量分解可以得到式(5)和式(6)(矢量E1，E2，E3，E4的大小均為Ud/2)

t1=

T(5)

t2=

T(6)

又因t1(t2)(<=)T

，所以?Ud/2。即半橋逆變電路在采用SVPWM控制時，輸出相電壓的最大值為Ud/2。

3.3 兩相三橋臂全橋逆變SPWM控制[7]

采用SPWM控制時，由N1及N2構成的公共橋臂要同時接入電機的兩相繞組中，所以在調制時，公共橋臂的調制波就不同于A及B橋臂的調制波。

整個逆變電路具體調制方法為：在載波相同的情況下，A及B相調制波為正弦波，相位上A相超前B相90°(電機正轉，反之，B相超前A相90°，則電機反轉);公共橋臂則采用恒定占空比的方法調制，上下橋臂占空比均為50%，如圖5所示。

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如此在A及B繞組上得到幅值相等，相位相差90°的正弦電壓。電壓幅值與調制度m成正比。當m=1時，輸出電壓峰值達到最大，為Ud/2。依據(jù)電機的V/f曲線和輸出電壓與m的關系，即可實現(xiàn)兩相電機的變壓變頻調速控制。

3.4 兩相三橋臂全橋逆變SVPWM控制[5]

逆變電路中，功率器件的每一種通電模式，都能在電機中生成一支空間電壓矢量。對于兩相三橋臂逆變電路，根據(jù)同一橋臂上下開關互補導通的原則，三個橋臂共產生8種開關組合模式，可以在電機繞組上得到8支空間電壓矢量，它們以V(A，N，B)來表示。其中A=1時，表示A1導通，A2關斷;A=0時，表示A1關斷，A2導通，其余類推。8支矢量如表1所列。

圖6 兩相三橋臂電壓空間矢量定義

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4 結語

1)單相電機逆變主電路的結構主要分為全橋和半橋兩種。半橋電路結構簡單，成本低廉，要求前級電源能穩(wěn)定提供正負對稱輸出。

2)全橋逆變電路，由于兩相三橋臂需要的開關器件相對較少，易于采用三相電路中六單元功率模塊，比起8只開關器件組成的全橋逆變電路優(yōu)勢明顯。

3)半橋電路采用SPWM和SVPWM控制時，輸出電壓最大值相同;在全橋電路中，SVPWM的直流電壓利用率比SPWM要高出41%。SVPWM控制易于數(shù)字化的實現(xiàn)，合理安排矢量作用順序，能有效減小開關損耗。

4)從以上控制方案來看，普遍存在的問題為直流電壓利用率較低。如何提升電壓利用率是單相電機變頻調速要克服的問題之一。單相電機的旋轉磁場中存在有3次及5次等低頻諧波，所以，在選用控制方案時要注意低頻諧波的削弱。單相電機兩套繞組垂直分布，彼此之間的互感接近于零，在采用更復雜的控制策略，如轉矩直接控制時，會起到簡化復雜程度的作用;同時，還可以利用兩套繞組電流之和來確定磁場的位置，為電機氣隙磁場的檢測提供了一個有效的途徑。