0 引言

太陽能光伏發(fā)電是一種將太陽光輻射能直接轉(zhuǎn)換為電能的新型發(fā)電技術(shù)。太陽光輻射能經(jīng)過光伏蓄電池轉(zhuǎn)換為電能，再經(jīng)過能量儲存、控制與保護、能量變換等環(huán)節(jié)，使之可按人們的需要向負載供電，從而實現(xiàn)對太陽能的利用。光伏蓄電池陣列所發(fā)出的電能為直流電，但是大多數(shù)用電設(shè)備采用的是交流電方式，所以系統(tǒng)中需要有逆變器將直流電變換為交流電以供負載使用。顯然，逆變器的效率將直接影響到整個系統(tǒng)的效率，因此，研究光伏逆變系統(tǒng)對整個太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)具有重要的意義。

本文將介紹一種基于LF2407A的光伏逆變電源，該電源輸入電壓的變化范圍為22 V到26 V，輸出為220 V/50 Hz的正弦交流電壓，最大輸出功率為1 kW;有過壓、過流、欠壓、輸出過載、過熱保護等多重保護功能。

1 主電路

本系統(tǒng)的主電路采用兩級變換：推挽升壓和全橋逆變兩級變換，前后級之間通過變壓器完全隔離?；贒SP控制系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。太陽能蓄電池提供的低壓直流電經(jīng)過推挽升壓電路、濾波電路后得到高壓的直流電壓，經(jīng)逆變后得到220 V/50 Hz的正弦電壓輸出，再經(jīng)過濾波后供給負載。DSP通過傳感器得到濾波電感電流、系統(tǒng)溫度、輸出電壓等信號，通過對這些采樣信號進行分析與處理，輸出修正后的SPWM控制信號，使輸出電壓始終穩(wěn)定在所設(shè)定的期望值上。

1.1 推挽升壓電路

推挽升壓電路如圖1 所示。在電路中，兩個晶體管接在帶有中心抽頭的升壓變壓器的一次側(cè)，D1，D2為給感性電流提供能量的返回二極管，即此電路由兩個完全對稱的單端正激變換器組合而成。功率管M1、M2被相位相差180毅的控制信號控制，交替導(dǎo)通。若控制信號交替驅(qū)動M1、M2，則經(jīng)過變壓器耦合產(chǎn)生高壓矩形交流電壓，此高壓高頻交流電再經(jīng)整流電路轉(zhuǎn)化為高壓直流電。

設(shè)計時，單管最大占空比取D=0.45，工作頻率為50 kHz;考慮到光伏陣列輸出電壓的波動性，一般為22 V到26 V。為了保證能提供足夠穩(wěn)定的直流輸出電壓，計算推挽電路變壓器變比時取最小輸入電壓22 V，輸出為350 V?？紤]整流器和濾波電感壓降，取變壓器二次側(cè)電壓為355 V，則根據(jù)式(1)有

1.2 功率MOSFET的選擇

推挽電路中開關(guān)管承受的最高穩(wěn)態(tài)電壓Vds為最大輸入電壓的2 倍，考慮到變壓器漏感引起的電壓尖峰的影響，一般要考慮取一個系數(shù)k，這里取k 為1.3，即選擇的MOSFET 的電壓Vds必須大于1.3伊2伊26= 67.6 V。本系統(tǒng)中的功率MOSFET選用FAIRCHILD 公司的FQA160N08，其漏-源極電壓為80 V，其通態(tài)電阻RDS=0.005 6 贅。

1.3 整流器件的選擇

對于推挽電路整流二極管的選擇，要求具有正向壓降小，反向漏電流小，反向恢復(fù)時間短等特點。通常使用的整流二極管有快恢復(fù)二極管和肖特基二極管。肖特基二極管的正向通態(tài)壓降很小，為0.3~0.8 V，大電流肖特基二極管的導(dǎo)通壓降也只有1 V，而快恢復(fù)二極管的導(dǎo)通壓降都在1 V以上。因此，采用肖特基二極管可以減小通態(tài)損耗;但肖特基二極管的反向耐壓較低而反向漏電流較大，只適用于低壓輸出的電源(<24 V)，所以本文選用快恢復(fù)二極管。本系統(tǒng)中的整流電路采用全橋整流，全橋整流電路的支路電流I0為

1.4 驅(qū)動電路

在逆變器的應(yīng)用中，驅(qū)動電路的作用是將控制輸出信號放大、并驅(qū)動功率晶體管。它輸出的脈沖幅值、波形直接影響到功率晶體管的開關(guān)特性、整機效率與調(diào)節(jié)特性。因此，設(shè)計一種可靠，穩(wěn)定的驅(qū)動電路對于逆變器來說是十分必要的。本設(shè)計中的晶體管驅(qū)動芯片采用惠普公司生產(chǎn)的HC原PL-316J，它是一種IGBT門極驅(qū)動光耦合器，其內(nèi)部集成集電極/發(fā)射極電壓欠飽和檢測電路及故障狀態(tài)反饋電路，為驅(qū)動電路的可靠工作提供了保障。其特性為：兼容CMOS/TTL電平;光隔離，故障狀態(tài)反饋;開關(guān)時間最大500 ns;欠飽和檢測及欠壓鎖定保護;過流保護功能;寬工作電壓范圍(15耀30 V)。驅(qū)動電路接線圖如圖2 所示。來自DSP的PWM控制信號，經(jīng)過死區(qū)發(fā)生電路完成死區(qū)的設(shè)置。當(dāng)PWM 電平變?yōu)楦唠娖綍r，開始對電容進行充電。由于PWM 高電平的電壓為一定值，死區(qū)時間由電容C 決定。充電時電容C上的電壓變化方程為

2 檢測電路的設(shè)計

2.1 電壓采樣電路

直流電壓采用分壓采樣，經(jīng)線性光耦隔離后送入電壓調(diào)理電路。本系統(tǒng)采用線性光藕HC原NR200 進行隔離，其在一定范圍內(nèi)，輸出電壓與輸入電壓呈正比變化，輸出與輸入的比例系數(shù)幾乎保持不變。這種方法實現(xiàn)了輸入與輸出之間的隔離，精度較高，線性度較好。調(diào)理電路的接線如圖3 所示，VDC 接光耦的輸出，VDC_REF 接DSP 的A/D 輸入口,VDC_INT 接DSP 的外部中斷接口。

DSP 通過對VDC_REF 采樣來獲得輸出電壓值，根據(jù)采樣值實時地調(diào)整PWM 輸出。當(dāng)輸出過壓時，VDC_INT由高電平變?yōu)榈碗娖?，觸發(fā)DSP 中斷，實施過壓保護動作。

2.2 電流采樣電路

電流采樣變壓器二次側(cè)電流值經(jīng)霍爾傳感器檢測后送入控制板的檢測回路。該回路由分壓電路，絕對值電路組成?；芈穼㈦娏鞯闹缔D(zhuǎn)換成0~3.3V 的電壓信號送入DSP 的A/D 轉(zhuǎn)換接口進行A/D轉(zhuǎn)換。電路接線如圖4 所示。IU接霍爾傳感器的輸出，IDC_REF接DSP的A/D輸入口，IDC_INT接DSP 的外部中斷接口。輸入信號經(jīng)分壓電路，把電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號。由于LF2407 的A/D是單端采樣，要把負的電壓值轉(zhuǎn)換成DSP能獲取的值，所以采樣信號要經(jīng)過絕對值電路，把負的電壓轉(zhuǎn)換成等值的正電壓。當(dāng)輸出過流時，IDC_INT由高電平變?yōu)榈碗娖剑|發(fā)DSP中斷，實施過流保護動作。

2.3 溫度檢測電路

溫度檢測電路中采用精密溫度傳感器LM335，其返回0~3.3V的電壓信號送入DSP的A/D轉(zhuǎn)換口進行轉(zhuǎn)換，用于確定功率器件工作時散熱片的溫度，接線如圖5 所示。TM接溫度傳感器的輸出，TM_OUT 接DSP 的A/D 輸入口，通過采樣電路實現(xiàn)對系統(tǒng)溫度的實時監(jiān)控。

3 DSP 中SPWM 的實現(xiàn)

在LF2407 中，SPWM 的產(chǎn)生是通過事件管理模塊(EVM)的全比較來實現(xiàn)。全比較主要包括硬件比較器、定時器、全比較寄存器CMPR1、全比較寄存器CMPR2。SPWM 波產(chǎn)生過程：把定時器的計數(shù)模式設(shè)置成連續(xù)增/減計數(shù)模式來模擬三角載波，計數(shù)器的值從0 開始計數(shù)，到達周期值時再往下計數(shù)。在這期間將兩個全比較寄存器的值與計數(shù)器的值進行比較，在第一次相同時(增計數(shù))，對應(yīng)的PWM 輸出腳(PWM1、2，PWM3、4)的輸出極性發(fā)生變化;第二次相同時(減計數(shù))，對應(yīng)的PWM 輸出腳(PWM1、2，PWM3、4)的輸出極性再次發(fā)生變化，這樣就實現(xiàn)了PWM輸出。DSP的這些比較，全部由硬件實現(xiàn)，所以只要每個開關(guān)周期更新全比較寄存器的值，就可以實現(xiàn)PWM控制。載波的頻率(開關(guān)頻率)由定時器的定時周期和計數(shù)模式?jīng)Q定，具體為

4 結(jié)語

本文介紹了一種基于DSP 的光伏逆變電源，并給出了詳細的硬件和軟件設(shè)計方案。多重的保護功能增強了系統(tǒng)的可靠性和穩(wěn)定性;利用DSP強大的處理能力和控制能力大大減化了系統(tǒng)的軟硬件設(shè)計。最后對樣機進行測試，當(dāng)輸入電壓為22~26 V之間變化的直流電時，系統(tǒng)輸出為220 V/50 Hz的正弦交流電，波形失真度<5豫，系統(tǒng)可靠穩(wěn)定，結(jié)果表明該設(shè)計方法正確可行。