引言

  變頻調速技術廣泛應用于工業(yè)領域。隨著電力電子控制技術及元器件的不斷發(fā)展，變頻調速系統(tǒng)的集成度、智能化程度越來越高，硬件構成也越來越緊湊、簡單。DSP(數(shù)字信號處理器)＋IPM（智能功率模塊）就是變頻調速系統(tǒng)最新的發(fā)展方向之一。

  在DSP+IPM構成的變頻調速系統(tǒng)中，充分利用了DSP高速運算、配置豐富及IPM控制信號接口簡單、保護完善的特點，使得系統(tǒng)元器件數(shù)大為減少、結構緊湊，而性能及可靠性卻大為提高，縮短了產(chǎn)品開發(fā)周期，提高了產(chǎn)品的競爭力。

筆者為某設備所做的一個變頻調速子系統(tǒng)就采用了DSP+IPM的結構。下面介紹該系統(tǒng)的硬件設計方法。

 硬件設計
DSP和IPM

  該系統(tǒng)工況為24小時連續(xù)工作制。要求受上位機控制，控制兩路電機的啟動、停止、轉速及加速度，同時將掉電及故障信號反饋給上位機。系統(tǒng)要求結構緊湊、體積小、保護功能完善、穩(wěn)定可靠。系統(tǒng)輸入電壓為3Φ 200VAC?？刂频膬陕冯姍C功率分別為180W。根據(jù)以上要求，我們采用了DSP+IPM的硬件結構。

  因為系統(tǒng)要求實時控制兩路電機的運行，我們選用了TI公司的專為電機控制設計的TMS320L2407A型DSP。該DSP采用了高性能靜態(tài)CMOS技術，時鐘頻率可達40MHZ，指令周期僅為25ns，可實現(xiàn)3.3V低功耗設計，滿足實時控制要求。尤其值得一提的是該DSP具有用于電機控制的專用外圍配置―兩個事件管理模塊EVA和EVB，每個模塊包括：兩個16位通用定時器；8個16位PWM通道；三個外部事件的時間標記捕獲單元；可編程的死區(qū)時間以防止直通故障；在片位置編碼器接口電路；同步A./D轉換器等，可方便地實現(xiàn)對兩路電機的控制。另外，該型DSP還有多達40個可單獨編程的復合通用輸入/輸出引腳、多達5個外部中斷等配置，對實際應用帶來很大方便。

  因為該系統(tǒng)輸入電壓為3Φ 200VAC，控制的兩路電機功率均為180W，考慮適當裕量，我們選用了三菱公司第三代DIP-IPM PS21563(10A/600V)。三菱DIP-IPM是面向AC100～200V級小容量電機變頻驅動、采用傳遞型封裝結構、將功率電路和驅動保護電路集成于一體的小型智能功率模塊，具有以下特點：

·3相AC變頻輸出電路搭載三菱第5代平面型IGBT和CSTBT(Carrier Stored Trench－gate Bipolar Transistor：具有載流子蓄積層的溝槽型門極構造雙極晶體管)功率芯片，實現(xiàn)更低損耗。

·采用自舉電路結構，可實現(xiàn)單電源驅動。

·內置有IGBT驅動電路，具有過載保護、控制電源欠壓保護功能。P側具有UV（控制電源欠壓）保護功能，但不輸出故障信號F。N側具有UV及SC（過載）保護功能，同時輸出故障信號F。

·內置專用HVIC（高壓600VIC）,無需隔離絕緣電路（如光耦），可由DSP或3V級單片機直接驅動。

·輸入接口電路采用高電平驅動邏輯，消除了舊產(chǎn)品低電平驅動方式對電源投入和切斷時的時序要求，增強了模塊自保護能力。

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系統(tǒng)輸入為3Φ 200VAC，經(jīng)三相全橋整流為約270VDC供給IPM，并由270V進行DC/DC轉換產(chǎn)生輔助電源，為DSP、上位機及IPM模塊提供控制電源。上位機接受主系統(tǒng)控制，對DSP發(fā)出2路電機起停、4級加速度及8級速度的控制信號，DSP根據(jù)上位機的控制信號產(chǎn)生兩組6路脈沖分別控制兩個IPM模塊，從而控制兩路電機的起停、加速度及轉速。兩路電機的轉速通過軸編碼器反饋回上位機。IPM的故障信號反饋給DSP，DSP將故障信號及掉電信號反饋回上位機。系統(tǒng)框圖如圖1所示。

圖1  系統(tǒng)原理框圖

自舉電路

一般逆變電路中，因上臂3個IGBT的觸發(fā)脈沖的參考地是懸浮的，故上臂觸發(fā)脈沖需3組相互隔離的電源供電。下臂3個IGBT的觸發(fā)脈沖是共參考地的，只需一組供電電源。故共需多達4組相互隔離的電源。而三菱公司的DIP-IPM采用自舉電路結構，可方便地實現(xiàn)單電源驅動。具體工作原理如下：當DIP-IPM起動時，先給下臂IGBT發(fā)出足夠的充電脈沖數(shù)或足夠寬的單個脈沖，開通下臂（N側）的IGBT，使下臂的供電電源通過IPM的內部充電路徑使上臂的3個自舉電容完全充電，從而給上臂的3個IGBT的觸發(fā)脈沖供電。然后才開始發(fā)出PWM控制脈沖。自舉電路充電路徑及工作時序圖如圖2所示。

圖2  自舉電路充電路徑及工作時序圖

自舉電容C1的容值計算公式為C1=IBS X T1/△V，式中T1為上臂IGBT的最大通態(tài)（ON）脈寬，IBS為IC的驅動電流（考慮溫度和頻率特性），△V為允許的放電電壓。注意，用該式計算出的自舉電容容值應是最小值，實際選擇時應增加一定裕量。

自舉電阻R2的阻值選擇應滿足下述條件：時間常數(shù)R2 X C1能使放電電壓(△V)在下臂IGBT的最小導通脈寬（T2）內被充電到C1上。即 R2={(VD-VDB) X T2}/(C1 X △V)，式中VD為電源電壓，VDB為自舉電容C1上電壓。

自舉二極管選擇：對3Φ 200VAC電路，若電源輸入電壓波動范圍取±30％，則三相全橋整流后直流電壓VD=200 X 1.3 X 1.35=351（V），取最小裕量為1.5，則自舉二極管耐壓應為351 X 1.5=526.5(V)，取600V。故自舉二極管額定電壓最小應為600V，因為PWM載波頻率較高（最大為20KHZ），推薦選用快恢復二極管（反向恢復時間小于100nS）。

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硬件設計要點

根據(jù)筆者設計該系統(tǒng)的經(jīng)驗，硬件設計應注意以下方面，以提高系統(tǒng)抗干擾性，使之在強干擾的現(xiàn)場工業(yè)環(huán)境中能可靠穩(wěn)定運行。

·雖然DIP-IPM模塊可由DSP直接驅動，但實際調試時發(fā)現(xiàn)，在上電及對DSP進行flash編程過程中，DSP的引腳有時會出現(xiàn)不確定狀態(tài)，產(chǎn)生干擾脈沖導致IPM的上、下臂IGBT直通引起短路保護動作。故我們在DSP到IPM的兩組觸發(fā)脈沖通道中分別加了一個八通道、雙電源3態(tài)門轉換收發(fā)芯片74LVC4245，該芯片的輸出使能端由一個簡單的邏輯門電路控制，如圖3所示。以確保在上電及對DSP進行flash編程時不會有干擾脈沖誤觸發(fā)IPM。

圖3 控制觸發(fā)脈沖通道通、斷的邏輯門電路

·為防止信號振蕩，應在各輸入端加RC退耦電路。對兩組觸發(fā)脈沖來說，RC電路一來可濾掉干擾脈沖，二來還可限制輸入脈沖的最小脈寬。RC容量的選擇要和PWM的載波頻率匹配，使得既能濾掉干擾信號，又不對觸發(fā)脈沖造成畸變。因為DIP-IPM輸入部分IC內置2.5KΩ（min）下拉電阻，故RC中R阻值的選擇應注意使分壓后的信號值滿足DIP-IPM的輸入電平閾值要求。

·DIP-IPM還有一個很實用的功能：短路保護。在本系統(tǒng)的軟件調試過程中，該功能多次發(fā)揮作用，可靠地保護了模塊，使本系統(tǒng)樣機調試過程中IPM模塊無一損壞。但要使該功能可靠發(fā)揮作用，應注意以下兩點：

1）外部電流檢測電阻的信號回路必須設置RC濾波電路，以免短路保護誤動作。RC時間常數(shù)的選擇要考慮IGBT的硬中斷能力，一般推薦為1.5~2μS，最大不超過6μS。時間常數(shù)過短可能引起短路保護誤動作，過長則可能超出IPM模塊的耐受能力，不能有效保護IPM模塊。

2）外部電流檢測電阻應為無感電阻，該電阻及其信號引線到IPM模塊對應引腳的布線應盡可能短，以免由引線電感干擾引起短路保護誤動作。

·PCB布板時應注意采取以下抗干擾措施：

1）強電（功率部分）和弱電（控制部分）從區(qū)域上分開。

2）數(shù)字地（控制地）和模擬地（功率地）分開布局，只能在一點相接。一定要注意避免功率地線上的電流流經(jīng)控制地線，以免引入地線干擾。

3）PCB上IPM模塊相鄰觸發(fā)脈沖引腳間可開槽，避免相互干擾。

4）電流檢測電阻及其信號線、觸發(fā)脈沖信號及所有電容到IPM模塊的布線要盡可能短，盡量降低其引線電感引起的干擾。

結語：

該系統(tǒng)已批量生產(chǎn)上千臺，投入現(xiàn)場連續(xù)運行三年多。實際運行表明，該系統(tǒng)運行穩(wěn)定，工作良好?？梢灶A計，DSP+IPM模式將是緊湊型變頻調速系統(tǒng)的發(fā)展方向之一。