隨著開關(guān)電源開關(guān)頻率的不斷提高，其高頻開關(guān)信號中的大量諧波成分會(huì)通過傳輸線和空間電磁場向外傳播,從而會(huì)造成不可忽視的傳導(dǎo)和輻射干擾問題，因此，如何解決電磁干擾(EMI)已成為開關(guān)電源設(shè)計(jì)的一個(gè)重要問題。頻率抖動(dòng)技術(shù)(FrequencyJitter)是一種從分散諧波干擾能量解決EMI問題的新方法。它是指開關(guān)電源的工作頻率并非固定不變,而是周期性地變化來減小電磁干擾的一種方法。

同時(shí)，在開關(guān)電源脈寬調(diào)制的啟動(dòng)階段，大的占空比會(huì)產(chǎn)生很大的浪涌電流，使得輸出電壓迅速升高，導(dǎo)致輸出電壓過沖，從而導(dǎo)致電源芯片的損壞。而軟啟動(dòng)電路則會(huì)在啟動(dòng)階段通過控制電感電流由小到大逐漸上升，使得輸出電壓穩(wěn)步變化，從而避免浪涌電流和過沖電壓的出現(xiàn)。

本文介紹的頻率抖動(dòng)技術(shù)并不是釆用復(fù)雜的分頻電路控制，而是利用對固定電容充放電所形成的電壓信號來改變振蕩器電容的充放電電流，從而改變振蕩器的頻率。在芯片剛開始啟動(dòng)的時(shí)候，也可以釆用對此固定電容進(jìn)行充電所產(chǎn)生的斜坡電壓信號來實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)功能。

1  信號產(chǎn)生電路的分析

集成有軟啟動(dòng)功能的頻率抖動(dòng)信號產(chǎn)生電路如圖1所示。其中的信號產(chǎn)生電路用于產(chǎn)生芯片剛上電時(shí)的軟啟動(dòng)電壓信號和軟啟動(dòng)結(jié)束后的頻率抖動(dòng)電壓信號。

在圖1所示的頻率抖動(dòng)信號產(chǎn)生電路中,V_BLAS是恒流源的偏置電壓,CONTROL3在芯片剛開始工作時(shí)為高電平.CONTROL4在芯片正常工作時(shí)一直為高電平,CONTROL2在芯片正常工作的時(shí)候一直為低電平。所以，在芯片軟啟動(dòng)時(shí)，M₂導(dǎo)通，M₁和M₃是關(guān)斷的。由于M₂是一個(gè)倒比管(W/L=9/40),電流很小。又知M₉導(dǎo)通，L_m2會(huì)分成兩部分流到和從而使管的柵源電壓為一個(gè)較低的值。WCONTROL1為高，所以M₁₅、M₁₆關(guān)斷，M₁₂和M₁₃形成正常的電流鏡關(guān)系，其中(W/L)₁₂=45/10,(W/L)₁₃=9/22,從而使得鏡像到M₁₃的電流減小。所以，在芯片剛上電時(shí),對電容C₁充電的電流會(huì)非常的小,V_C1將從0.9V(電路上電過程會(huì)給C₁設(shè)定一個(gè)初始值)開始緩慢的上升，當(dāng)V_C1到達(dá)4.1V左右時(shí),軟啟動(dòng)結(jié)束。在這個(gè)過程中，C₁上所產(chǎn)生的緩慢上升的斜坡電壓信號即為軟啟動(dòng)電壓信號。

當(dāng)軟啟動(dòng)過程完成后，右邊的數(shù)字控制模塊將產(chǎn)生頻率抖動(dòng)功能所需的使能信號，此時(shí)CON-TROL1和CONTROLS將跳變?yōu)榈?，M₁₄(W/L=6/4)、M₁₅(W/L=6/4)和M₁₆(W/L=9/5)導(dǎo)通，使M₁₂和M₁₃的柵極電壓上升到Vcc左右以關(guān)斷M₁₂和M_13.此時(shí)電容C₁的充電通路被關(guān)斷，放電通路打開，C₁開始緩慢的放電，V_C1為下降的斜坡信號。由于M₁(W/L=10/12)和M₂(W/L=9/40)都導(dǎo)通，使M₇的電流增大，此時(shí)鏡像到M₁₁的電流也相應(yīng)增大,使頻率抖動(dòng)時(shí)的放電電流比軟啟動(dòng)時(shí)的充電電流大,故可滿足頻率抖動(dòng)更短周期的需要。當(dāng)控制電路檢測到V_C1下降到1.8V時(shí)，CONTROL1跳變?yōu)楦?。此時(shí)M₁₅和M₁₆關(guān)斷，故M₁₂和M₁₃再次導(dǎo)通，電容C₁的充電通路被導(dǎo)通，放電通路關(guān)斷，使V_C1為上升的斜坡信號。當(dāng)V_C1達(dá)到4.1V左右時(shí),CONTROL1再跳變?yōu)榈?。如此循環(huán)，就可在C₁上形成頻率抖動(dòng)信號。使用TSMC 0.50 μm CMOS工藝庫對信號產(chǎn)生電路進(jìn)行HSPICE仿真的仿真波形如圖2所示。

從圖2中的仿真波形可以看出，V_C1從0.9V上升到4.1V用了17ms,軟啟動(dòng)完成后,V_C1為三角波信號，它將以高(4.1V)低(1.8V)閾值振蕩,其周期為3ms左右。

2  信號轉(zhuǎn)換電路的分析

本系統(tǒng)中的信號轉(zhuǎn)換電路如圖3所示。此電路可將圖1所示電路產(chǎn)生的電壓信號轉(zhuǎn)換為具體相關(guān)信號，如將軟啟動(dòng)電壓信號轉(zhuǎn)換為芯片工作模式控制信號，從而使外圍電感電流由小到大逐漸上升。同理,在軟啟動(dòng)結(jié)束后，再把頻率抖動(dòng)電壓信號轉(zhuǎn)換為振蕩器頻率的控制信號，以使振蕩器輸出頻率在一定范圍內(nèi)周期性變化。

當(dāng)軟啟動(dòng)開始時(shí)，由于外圍輸出電壓還未建立，沒有反饋信號到芯片內(nèi)部,V_C1經(jīng)過轉(zhuǎn)換后的信號即為此時(shí)的反饋信號。軟啟動(dòng)數(shù)字控制模塊在軟啟動(dòng)開始時(shí)刻將輸出高電平以使M₇導(dǎo)通。由于V_C1電壓緩慢升高，又由于V_BIAS1、V_BIAS2是恒流源的固定偏置，所以，I_M5細(xì)逐漸減小,鏡像到M₆、M₈的電流也逐漸減小。而因V_BIAS1是恒流源，所以I_RQD逐漸增大。I_RQD即為直接控制軟啟動(dòng)的電流信號，在軟啟動(dòng)過程中，I_RQD將是影響功率管柵信號的主要因素，因?yàn)榇诵盘枌⒏淖冃酒墓ぷ髂Ｊ?/span>(柵信號工作頻率范圍)，而且I_ZDQ的變化很微弱。

隨著V_C1緩慢升高，I_RQD逐漸增大，17ms軟啟動(dòng)可通過使柵信號從低頻PWM模式(30kHz)起，到變頻PFM模式再到全頻PWM模式(130kHz)逐漸改變，從而使漏極峰值電流和開關(guān)頻率呈線性從最小值增加到最大值的緩慢過程。這不僅能有效地將輸出MOSFET,鉗位電路和輸出整流器在啟動(dòng)時(shí)的電流和電壓應(yīng)力降至最低。而且還有助于使輸出過沖達(dá)到最小,故可以防止啟動(dòng)期間的變壓器飽和。

當(dāng)軟啟動(dòng)結(jié)束時(shí),V_C1上升到4.1V,軟啟動(dòng)數(shù)字控制電路經(jīng)檢測運(yùn)算后將輸出低電平,M₇被關(guān)斷。此時(shí)由于外圍反饋信號環(huán)路已經(jīng)建立，故其工作模式完全由外圍反饋信號決定。在軟啟動(dòng)結(jié)束時(shí)V_C1為4.1V,此時(shí)V_C1開始緩慢下降到1.8V,從而使I_M5逐漸增大,經(jīng)過M₅和M₈以及M₉和M₁₀鏡像后，I_ZDQ也會(huì)增大,I_ZDQ即是直接控制頻率抖動(dòng)的電流信號。在V_C1從4.1 V降到1.8V的過程中，振蕩器的頻率將從125kHz上升到135kHz。當(dāng)V_C1下降到1.8V后，它又會(huì)緩慢上升到4.1V,同時(shí)使I_ZDQ逐漸減小，所以，振蕩器的頻率將從135kHz降到125kHz。同樣，使用TSMC 0.50 μm CMOS工藝庫對信號轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行HSPICE仿真的仿真波形如圖4和圖5所示。

圖4所示為軟啟動(dòng)時(shí)的功率管柵信號波形圖。從圖中可以看出，當(dāng)V_C1在1V時(shí)，功率管柵信號頻率在30kHz左右,此時(shí)芯片工作在低頻PWM模式；隨著V_C1逐漸上升，當(dāng)V_C1在1.7V時(shí),功率管柵信號的頻率在69kHz左右，此時(shí)芯片工作在PFM模式；當(dāng)V_C1上升到4.1V時(shí)，功率管柵信號的頻率在125kHz左右,此時(shí)芯片工作在全頻PWM模式。圖5為頻率抖動(dòng)的仿真波形圖,V_C1在4.1V時(shí),功率管柵信號的頻率在125kHz左右,V_C1在1.8V時(shí)，功率管柵信號的頻率在135kHz左右。頻率抖動(dòng)范圍為±5kHz。

3  結(jié)論

本文對帶軟啟動(dòng)功能的頻率抖動(dòng)技術(shù)進(jìn)行了簡單介紹，分析了頻率抖動(dòng)和軟啟動(dòng)電壓信號產(chǎn)生電路的工作原理。同時(shí)也分析了電壓信號是怎么轉(zhuǎn)換成具體控制信號的。同時(shí)使用TSMC0.50fimCMOS工藝庫進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，結(jié)果證明，其與分析設(shè)計(jì)的結(jié)果基本一致。