◎ 容性負載如何將放大器變?yōu)檎袷幤?

◎?如何處理容性負載?

運算放大器固有的輸出電阻R_o與容性負載一起，構成放大器傳遞函數的另一個極點。如波特圖所示，在每個極點處，幅度斜率（負值）減小20dB/10倍。請注意各極點如何增加多達-90°的相移。我們可以從兩個角度來考察不穩(wěn)定性問題。請看對數圖上的幅度響應，當開環(huán)增益與反饋衰減之和大于1時，電路就會變得不穩(wěn)定。類似地，還可以看相位響應，在環(huán)路相移超過-180°的頻率，如果此頻率低于閉環(huán)帶寬，則運算放大器往往會發(fā)生振蕩。電壓反饋型運算放大器電路的閉環(huán)帶寬等于運算放太器的增益帶寬積（GBP，或單位增益頻率）除以電路的閉環(huán)增益（A_CL）。

運算放大器電路的相位余量可以看作是使電路變得不穩(wěn)定時所需的閉環(huán)帶寬的額外相移量（即相移+相位余量=-180°)。隨著相位余量趨于0，環(huán)路相移趨于-180°，運算放大器電路便趨于不穩(wěn)定。通常而言，如果相位余量值遠小于45°，就會導致頻率響應的尖峰，以及階躍響應時的過沖或響鈴振蕩等問題。為了保持足夠的相位余量，容性負載所產生的極點至少應比電路的閉環(huán)帶寬高10倍。如果不是這樣，請考慮電路不穩(wěn)定的可能性。

首先應當確定，運算放大器能否安全地驅動自身負載。許多運算放大器數據手冊規(guī)定了“容性負載驅動能力”，另有一些則提供了關于“小信號過沖與容性負載之間關系”的典型數據。查看這些數值，可以發(fā)現過沖隨著負載電容增加成倍遞增。當過沖接近100%時，運算放大器便趨于不穩(wěn)定。如果可能，請讓過沖遠低于此限值。另外請注意，此圖針對特定增益而言。對于電壓反饋型運算放大器，容性負載驅動能力隨著增益的增加而提高。因此，在單位增益時能夠安全驅動100pF電容的電壓反饋型運算放大器，在增益為10時應當能夠驅動1000pF電容。

一些運算放大器數據手冊給出了開環(huán)輸出電阻（Ro)，由此可算出上述附加極點的頻率。如果附加極點的頻率(f_p）比電路帶寬高出10倍，電路將保持穩(wěn)定。

如果運算放大器的數據手冊沒有說明容性負載驅動能力或開環(huán)輸出電阻，并且沒有提供過沖與容性負載的關系圖，那么為了確保穩(wěn)定性，必須假設任何負載電容均要求采取某種補償技術。有許多方法都能使標準運算放大器電路穩(wěn)定驅動容性負載，下面是其中幾種：

這是一種在低頻應用中保持穩(wěn)定的有效方法，然而卻經常被設計人員所忽略。其原理是提高電路的閉環(huán)增益（也稱為“噪聲增益”），而不改變信號增益，從而降低開環(huán)增益與反饋衰減之積變?yōu)?的頻率。在一些電路的運算放大器輸入端之間連接R_D即可實現，如下圖所示。利用所給的公式可求得這些電路的“噪聲增益”。

由于穩(wěn)定性受噪聲增益而不是信號增益控制，因此上面的電路可提高穩(wěn)定性，且不會影響信號增益。只需使“噪聲帶寬”（GBP/A_NOISE）比負載所產生的極點至少低10倍，便可確保穩(wěn)定。

這種穩(wěn)定方法有一個缺點，即折合到輸入端的電壓噪聲和輸人失調電壓進一步放大，導致輸出噪聲和失調電壓增加。將電容C_D與R_D串聯(lián)，可以消除增加的直流偏置電壓，但這種技術會增加噪聲，無法消除。這些電路在包含C_D和不含C_D兩種情況下的有效噪聲增益如圖所示。

使用時，C_D應盡可能大；最小值應為10A_NOISE/（2πR_DGBP)，才能使“噪聲極點”至少比“噪聲帶寬”低10倍。

這種方法是在運算放大器的輸出端與負載電容之間增加一個電阻R_X，如下圖所示。該電阻顯然在反饋環(huán)路之外，但它與負載電容一起，可將一個零點引人反饋網絡的此傳遞函數，從而減小高頻時的環(huán)路相移。

為確保穩(wěn)定，R_X值應使所增加的零點（f_Z）至少比運算放大器電路的閉環(huán)帶寬低10倍。增加R_X后，電路性能不會像第一種方法一樣受到影響，輸出噪聲不會增加，但相對負載而言的輸出阻抗會提高。由于R_X和R_L構成電阻分壓器，這可能會降低信號增益。如果RL已知且相當穩(wěn)定，則可以提高運算放大器電路的增益，以抵消該增益損失。

這種方法對于驅動傳輸線路非常有效。為了避免駐波，R_L和R_X的值必須等于電纜的特性阻抗（一般為50Ω或75Ω）。因此，R_X是預先確定的，剩下的工作就是讓放大器的增益加倍，以便抵消電阻分壓器造成的信號損耗，這樣問題就解決了。

如果R_L是未知的或動態(tài)變化的，則增益級的有效輸出電阻必須保持較低。這種情況下，將R_X連接在整個反饋環(huán)路以內可能有幫助，如下圖所示。采用這種配置，直流和低頻反做來自負載本身，因此從輸入端到負載的信號增益仍然不受分壓器（R_X和R_L）的影響。

此電路中增加的電容C_F可以抵消C_L所造成的極點和零點。簡單地說，C_F所產生的零點與C_L所產生的極點一致，同時C_F所產生的極點與C_L所產生的零點一致。因此，總傳遞函數和相位響應與沒有電容時完全一樣。為了確保極點和零點組合均得以抵消，必須精確求解上述方程式。另外應注意條件；如果負載阻抗相對較大，則這些條件很容易得到滿足。

如果R_O未知，將難以計算。這種情況下，設計程序就變成猜謎游戲，這可以說是電路設計的噩夢。關于SPICE，有一點應當注意：運算放大器的SPICE模型并未精確模擬開環(huán)輸出電阻（R_O），因此并不能完全取代補償網絡的經驗設計。

還有一點必須注意：C_L必須為已知且恒定的值，才能應用這種技術。許多應用中，放大器驅動非常規(guī)負載，C_L可能會因負載不同而有很大差別。只有C_L是閉環(huán)系統(tǒng)的一部分時，使用以上電路才是最佳選擇。

一種應用是對基準電壓進行緩沖或反相，以驅動較大的去耦電容。此時，C_L為固定值，可以精確抵消極點/零點組合。這種方法的低直流輸出阻抗和低噪聲（與前兩種方法相比）非常有利。此外，基準電壓的去耦電容可能很大（經常為若干微法），使用其它補償方法并不可行。