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[導(dǎo)讀]   1 引 言   隨著色度色散的有效補(bǔ)償,偏振模色散(PMD)引起的脈沖展寬以及誤碼率下降已經(jīng)成為高速光纖通信系統(tǒng)發(fā)展的制約因素。由于PMD隨機(jī)變化的特性[1],PMD補(bǔ)償必然是一個實

  1 引 言

  隨著色度色散的有效補(bǔ)償,偏振模色散(PMD)引起的脈沖展寬以及誤碼率下降已經(jīng)成為高速光纖通信系統(tǒng)發(fā)展的制約因素。由于PMD隨機(jī)變化的特性[1],PMD補(bǔ)償必然是一個實時跟蹤其變化的動態(tài)補(bǔ)償系統(tǒng),這就需要準(zhǔn)確反映PMD變化的反饋信號。PMD反饋信號主要包括偏振度(DOP)[2,3]和電功率2種。PMD導(dǎo)致2個偏振主態(tài)上的脈沖走離,引起光信號DOP的下降,因此可以用DOP信息檢測PMD的變化。但DOP作反饋受到脈沖形狀信號碼型、ASE噪聲、調(diào)制啁啾和偏振相關(guān)損耗[4]等多種因素的影響,對于不同類型的線路DOP和PMD變化的趨勢也不盡相同,使得補(bǔ)償系統(tǒng)的適用性大大下降。而隨著高頻電子器件的發(fā)展,電功率反饋法引起了人們的關(guān)注[5]。PMD引起光脈沖信號在時域展寬,通過光電轉(zhuǎn)換接收后,在頻域內(nèi)電譜寬度則變窄,導(dǎo)致接收信號譜中特定頻率分量的電功率減弱。電功率反饋的優(yōu)勢在于,脈沖形狀與信號碼型只能影響反饋信號的整體幅度,而不影響反饋信號隨一階PMD的變化趨勢[6]。本文分析了一階PMD對40 Gbit/s光纖通信系統(tǒng)接收信號頻譜的影響,并通過實驗驗證了12 GHz頻點處信號功率譜隨差分群延時(DGD)的變化關(guān)系。

  2 接收信號頻譜影響因素的理論分析

  一階PMD使光脈沖在光纖傳輸過程中展寬,光電檢測器件將輸入光信號脈沖變?yōu)殡娒}沖,其頻譜分布與脈沖信號的碼型、脈沖形狀以及DGD[7,8]等多種因素有關(guān)。

  設(shè)光纖中傳輸?shù)男盘枮槿我獠ㄐ蔚碾S機(jī)序列,碼元周期為T0,其功率譜為S(ω)。經(jīng)過受一階PMD影響的光纖轉(zhuǎn)輸后,其由光電二極管(PIN)輸出電脈沖的窄帶功率譜密度可表征為[5]

  其中:[f(ωe)]南脈沖波形f(t)確定,ωe為選定的監(jiān)測頻率;R為PIN的響應(yīng)度;γ為分光比;△τ為DGD。可以看出,在選定監(jiān)測頻率的情況下,接收電信號的功率譜密度的總

  體幅度由f(t)決定,而變化趨勢則由γ和△τ所決定。

  在40 Gbit/s的高速傳輸系統(tǒng)中,大多采用歸零(RZ)碼高斯脈沖,將其波形函數(shù)的傅立葉變換代人式(1)中,得到RZ碼高斯脈沖的功率譜密度為

  對于40 Gbit/s的系統(tǒng),碼元周期T0=25 ps,設(shè)脈沖半寬度T0=6 ps,幅度因子exp(-T20ω2e/2)隨接收頻率f(f=ωe/2π)的變化關(guān)系如圖1所示,隨著接收頻率的增大,總體幅度單調(diào)減?。贿x定的接收頻率越高,則得到的電功率譜密度的幅值則越小。

  當(dāng)監(jiān)測頻率選定以后,可以將幅度歸一化處理,則功率譜密度可表示為

  由式(3)可以看出,SE(ωe)的變化趨勢由γ、Δτ和ωe決定。下面分別討論各個參數(shù)對SE(ωe)的影響。由于PMD效應(yīng)引起的Δτ超過1個碼元周期時,信號將惡化得難以恢復(fù),所以在研究實際的PMD效應(yīng)時,只需要考慮Δτ在1個碼元周期范圍內(nèi)變化時的SE(ωe)曲線即可。

  1)當(dāng)ωe一定時(ωe=2πf,可選定f=12 GHz),并令y分別取0.0、0.1、0.0、0.5、0.7、0.9和1.0,SE(ωe)隨Δτ的變化曲線如圖2所示??梢姡寒?dāng)),γ=0.5時,曲線的斜率最大;當(dāng))γ≠0.5時,γ值越趨向兩端(0或1),SE(ωe)曲線的變化越平緩;γ=0.0和1.0時,SE(ωe)曲線的斜率為零,成為直線,表示光脈沖沿光纖的某一個偏振主態(tài)傳輸[9],不產(chǎn)生PMD效應(yīng)。而且,在γ=0.3與=γ0.7以及γ=0.1和γ=0.9時,SE(ωe)曲線重合,表明該曲線以γ=0.5為中心對稱。

  2)令γ一定(γ=0.5),變化接收頻率廠分別為10、12、20和40 GHz,SE(ωe)隨Δτ變化的曲線如圖3所示,f越高,曲線的變化越陡峭,電功率譜密度的變化靈敏度也就越高,但當(dāng)f=40 GHz時,曲線已經(jīng)不再單調(diào)變化。同時考慮到單值性和靈敏度2個條件,接收頻率既不宜選得太高,也不宜選得太低,選在20 GHz最為理想,但也可以根據(jù)實際情況選在10~20GHz間。

  3 DGD對電功率譜密度影響的實驗研究

  偽隨機(jī)碼發(fā)生器發(fā)出10 Gbit/s非RZ(NRZ)偽隨機(jī)序列碼,通過LiNbO3外調(diào)制器,二次調(diào)制已經(jīng)過正弦波調(diào)制后的光信號,從而可得到10 Gbit/s RZ偽隨機(jī)序列光信號,再經(jīng)過色散補(bǔ)償光纖(DCF)壓窄后進(jìn)入10(3bit/s&TImes;4復(fù)用器,分別調(diào)整3個偏振控制器(PC1,PC2,PC3)并在輸出端加上起偏器,就可以得到輸出為線偏光的OTDM 40 Gbit/s RZ偽隨機(jī)序列光信號。再通過PC4和差分延時線(DDL)后,產(chǎn)生具有一階PMD效應(yīng)的40 Gbit/s RZ碼光信號,進(jìn)入帶寬為40 GHz的PIN產(chǎn)生光電流,經(jīng)過預(yù)放大后在電阻R上產(chǎn)生光電壓,再經(jīng)過高頻窄帶放大器和窄帶帶通濾波器后,得到中心頻率為12.03 GHz的窄帶電信號。所選接收頻率最好選在20 GHz,但是20 GHz的頻率對電器件的要求過高,不易實現(xiàn),考慮現(xiàn)有實驗條件,選擇的檢測頻率點為12.03 GHz。裝置中,高頻窄帶放大器帶寬為300 MHz,窄帶帶通濾波器的帶寬為100 MHz,中心頻點都是12.03 GHz。

  40 Gbit/s光Rz碼信號經(jīng)過PIN后,轉(zhuǎn)換為40 Gbit/s Rz碼的電信號,再通過放大濾波后接到電譜儀觀察中心頻率為12 GHz的頻譜特性。

  測量電功率譜密度隨DGD變化的曲線時,首先調(diào)整PC4使進(jìn)入DDL的分光比為0.5,然后變化DDL以1 ps為步長從0變化到1個碼元周期25 ps,每變化1次DDL,用電譜儀測量12 GHz頻點的電功率譜密度,同時可從示波器上觀察到具有一階PMD效應(yīng)的40 Gbit/s Rz碼信號的變化,并記錄下Δτ為2.5、5.0、7.5、10.0和12.5 ps時的信號眼圖。

  電功率譜密度與DGD間的關(guān)系如圖7中的實驗數(shù)據(jù)點所示。對比圖4的理論曲線與圖7的實驗曲線,實驗與理論計算吻合得很好,在△τ=0處,理論和實驗值均為最大值;Δτ增大時,理論和實驗值均下降;在Δτ=25 ps處,理論和實驗值均為最小。

  4 結(jié)論

  理論分析了脈沖波形、分光比、接收頻率以及DGD對接收信號功率譜的影響,并給出了合適的頻率接收范圍。通過實驗測量了在分光比為0.5時的40 Gbit/s Rz碼偽隨機(jī)信號在接收頻率為12 GHz處的電功率譜密度隨DGD變化的關(guān)系,實驗結(jié)果表明了理論分析的正確性,為以接收信號功率譜分量為反饋信號的一階PMD補(bǔ)償提供了重要依據(jù)。

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