每個無線信號鏈設(shè)計都從信號鏈選擇開始。一旦系統(tǒng)工程師決定了信號鏈架構(gòu)（例如超外差式、零中頻、中頻采樣等），接著就必須選擇器件。在分立式器件中，必須選擇具有類似規(guī)格的器件，這點非常重要。

選擇器件時，不能簡單地挑選具有一定最低性能水平的器件。

器件噪聲和失真對整個信號鏈的影響與其在信號鏈中的增益和位置密切相關(guān)。例如，第一級低噪聲放大器的噪聲會顯著影響整體噪聲系數(shù)，中頻放大器的噪聲則影響較小。

為了理解各個器件對整體性能的貢獻(xiàn)如何，系統(tǒng)工程師采用圖1所示的4個經(jīng)典等式，此處代表3級信號鏈。

圖1:3級無線信號鏈的級聯(lián)噪聲系數(shù)、IP3、增益和P1dB等式

增益計算非常簡單，在線性域中將各個增益相乘即可，在對數(shù)域中則將dB增益相加即可。不過，在線性域中計算復(fù)合三階交調(diào)截點(IP3)、1 dB壓縮點(P1dB)和噪聲系數(shù)時必須將P1dB和IP3從dBm轉(zhuǎn)換成W并將噪聲系數(shù)轉(zhuǎn)換成噪聲因數(shù)（噪聲系數(shù) = 10log(噪聲因數(shù))）。

傳統(tǒng)上，系統(tǒng)工程師采用自己制作的電子表格或RF仿真工具來執(zhí)行這些計算。上述等式的一個明顯局限在于，這些等式均假設(shè)信號鏈完全匹配且器件之間不存在阻抗不連續(xù)。在實際系統(tǒng)中，級間阻抗不匹配并不鮮見，在某些情況下還有意造成級間不匹配。

圖2所示為RF信號鏈計算工具ADIsimRF的屏幕截圖，該工具可以從ADI公司免費獲得。該工具的核心實現(xiàn)了圖1所示的增益、噪聲系數(shù)、IP3和P1dB，以及功耗的級聯(lián)等式。級數(shù)最多可以動態(tài)擴展到15級。信號鏈中的任何一點都可以插入附加級，可以刪除或臨時禁用各級。

圖2:利用ADIsimRF對零中頻分立式發(fā)射機進行電平規(guī)劃

ADIsimRF包含ADI公司分立式RF器件的嵌入數(shù)據(jù)庫。利用圖2所示的下拉菜單可以輕松訪問該數(shù)據(jù)庫，該數(shù)據(jù)庫中還包含巴倫和SAW濾波器等無源器件的模型。器件數(shù)據(jù)（IP3、P1dB、增益和噪聲系數(shù)）以各種頻率增量存儲在該數(shù)據(jù)庫中。選擇特定頻率時，該計算工具會使用該數(shù)據(jù)庫中最接近的頻率數(shù)據(jù)點?？梢栽谠撚嬎愎ぞ叩那懊姘迳细矊憗碜詢?nèi)部數(shù)據(jù)庫的數(shù)據(jù)，也可以創(chuàng)建和保存自定義器件。

對50 Ω、2端口簡單器件之外的器件執(zhí)行電平規(guī)劃可能頗具挑戰(zhàn)性。例如，IQ調(diào)制器具有三個輸入端：I、Q和LO。這就引出了一個問題，那就是如何定義其增益。此外，I和Q輸入端通常具有高輸入電阻，這也就意味著具有非常高的功率增益。

IQ調(diào)制器通常由一個雙通道DAC和兩者之間的一個奈奎斯特濾波器來驅(qū)動。該濾波器通過兩個并聯(lián)電阻端接在I和Q輸入端。這些電阻的阻值通常介于100 Ω和1000 Ω之間，電阻的大小可用來調(diào)高或調(diào)低DAC電壓。為了得出IQ調(diào)制器的有效功率增益，ADIsimRF將這些電阻視作IQ調(diào)制器的一部分。因此，IQ調(diào)制器增益在ADIsimRF中定義為傳遞至各并聯(lián)電阻的功率與RF輸出功率之差。對于一些IQ調(diào)制器，ADIsimRF數(shù)據(jù)庫中提供了具有不同輸入電阻的多種模型。當(dāng)輸出電阻為50 Ω且輸入端接電阻介于100 Ω至1000 Ω范圍內(nèi)時，IQ調(diào)制器的功率增益和電壓增益會有所不同。

IQ調(diào)制器的噪聲系數(shù)定義也并不肯定。如果我們按照上文所述定義IQ調(diào)制器的功率增益，那么噪聲系數(shù)可以定義為IQ調(diào)制器的熱噪聲(-173.8 dBm/Hz)與調(diào)制器輸出噪聲減去功率增益后所得的值之差。因此，如果IQ調(diào)制器的本底噪聲為-158 dBm/Hz，功率增益為3 dB，那么其噪聲系數(shù)等于13 dB（即-158.2 dBm/Hz = -173.8 + 3 + 13）。

對典型RF信號鏈中模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)等混合信號器件進行建模則更具挑戰(zhàn)性。這是因為DAC并不具有明顯的“增益”并且DAC的噪聲與失真會隨采樣速率、數(shù)據(jù)插值速率和dBFS驅(qū)動電平而變化。

在ADIsimRF工具中，對于0 dBFS驅(qū)動電平，當(dāng)輸出位于基帶（也即以0 Hz為中心）時，DAC的“增益”定義為0 dB。選擇更低的dBFS電平（例如-6 dBFS）時，增益將減少該數(shù)量。此外，隨著DAC的輸出頻率增加，增益會減少，因為DAC輸出遵循其Sin(x)/x函數(shù)。

為了適應(yīng)不同的DAC配置，ADIsimRF數(shù)據(jù)庫包含每個DAC的數(shù)種“版本”（例如AD9122V1、AD9122V2等）。每種版本對應(yīng)于不同的工作配置，這類配置包含不同的dBFS驅(qū)動電平、采樣速率和插值速率。

用于驅(qū)動IQ調(diào)制器的雙通道、差分、高速DAC一般通過4個50 Ω電阻端接至地。該DAC的輸出電流會流經(jīng)這些電阻以及IQ調(diào)制器輸入端的輸入并聯(lián)電阻。在ADIsimRF中，該DAC的輸出功率水平為傳遞至IQ調(diào)制器上并聯(lián)電阻的功率。

圖3所示為2.5 GHz中頻采樣接收機的電平規(guī)劃屏幕截圖。在該接收機中，輸入信號先經(jīng)過放大并向下混頻至140 MHz，然后由ADC進行欠采樣。IF級包含AD8375 ADC驅(qū)動器，其增益可按1 dB增量在-4 dB至+20 dB范圍內(nèi)設(shè)置?？梢允褂孟吕藛蝸磉x擇25個可用增益之一，如圖3所示。

與DAC相似，為RF信號鏈選擇ADC也并非易事。一個常見問題在于，ADC的輸入阻抗與驅(qū)動這類器件的放大器并不一定匹配。對于AD9430 ADC，其3 kΩ的內(nèi)部輸入阻抗已通過與連接到差分輸入端的外部電阻并聯(lián)而減少至200 Ω（ADIsimRF數(shù)據(jù)庫中針對該ADC的存儲模型采用200 Ω的輸入阻抗）。然而，這種情況下，ADC輸入阻抗和ADC驅(qū)動器及抗混疊濾波器的輸出電阻之間仍舊存在不匹配。ADIsimRF考慮到了這種不匹配情況并相應(yīng)地調(diào)整了級聯(lián)結(jié)果。

結(jié)論

ADSimRF是一種易于使用的電平規(guī)劃工具，可取代自己制作的電子表格。除能夠計算增益、P3、P1dB和噪聲系數(shù)之外，它還可以計算功耗以及rms電壓和峰峰值輸出電壓等許多電壓域規(guī)格。該工具中包含DAC和ADC的RF模型數(shù)據(jù)并支持級間阻抗不匹配損耗，因此使得計算時能夠更加輕松地考慮這類器件的影響。