簡介

　　ADI公司擁有種類齊全的高性能差分放大器產(chǎn)品（包括ADL5561、ADL5562、AD8375、AD8376和AD8352等），是以低失真、低噪聲和低功耗為核心的通用IF和寬帶應用的首選放大器。除了寬帶寬、低失真外，這些放大器還具有增益調(diào)整能力，非常適合驅(qū)動模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）。

　　通過在驅(qū)動放大器與目標ADC之間設計一個窄帶通抗混疊濾波器，目標奈奎斯特頻率區(qū)域外的放大器輸出噪聲得以衰減，有助于保持ADC的可用SNR性能。一般而言，若用一個恰當階數(shù)的抗混疊濾波器時，SNR性能會提高數(shù)個dB.

　　此應用筆記介紹了一種接口設計方法，利用它可以實現(xiàn)高性能驅(qū)動放大器與ADC（包括采用開關電容輸入的ADC）之間的更有效接口。本應用筆記所述的窄帶接口方法針對驅(qū)動一些頗受歡迎的無緩沖輸入ADC進行了優(yōu)化，如AD9246、AD9640和AD6655等。

　　接口元件簡介

　　窄帶接口用來提供帶通濾波，同時提供足夠的阻抗變換。圖1、2和3所示為不同放大器ADC接口窄帶方案的功能框圖。這四種主要元件模塊，即驅(qū)動放大器、低通濾波器、共振匹配和ADC,在接口定義中起到了關鍵作用，每一種都需要審慎對待。下列章節(jié)介紹每一種元件的具體要求。

圖1. AD8352的ADC接口窄帶解決方案

圖2. ADL8375和ADL8376的ADC接口窄帶解決方案

圖3. ADL5561和ADL5562的ADC接口窄帶解決方案

表1. 差分放大器和阻抗概述

差分驅(qū)動放大器

　　ADI公司差分放大器產(chǎn)品齊全，其中包括AD8352、AD8375、AD8376、ADL5561和ADL5562,提供三種基本的增益控制類型：電阻設定增益、并聯(lián)數(shù)字控制和引腳綁定增益。為優(yōu)化性能，這些增益控制類型各具有自己的輸出阻抗集和所需阻抗負載，具體如表1所概述。

　　AD8352

　　AD8352使用增益設置電阻RG來設置增益，該電阻具有將器件與信號輸入隔離的緩沖器。因此，對于3 dB至25 dB的增益，AD8352可保持恒定的3 kΩ輸入電阻，從而降低了匹配和輸入驅(qū)動要求。有關增益調(diào)節(jié)的詳情，請參見AD8352的數(shù)據(jù)手冊。

　　建議在輸入和輸出上連接交流耦合電容以隔離VCC/2偏壓與源和平衡負載。

　　AD8352具有100 Ω的標稱差分輸出電阻，在負載阻抗等于200 Ω時可實現(xiàn)最佳交流性能。這需要2:1的RL/RS濾波器比，其中RS為濾波器源阻抗，RL為負載阻抗。

　　AD8375和AD8376

　　AD8375是一款單通道、數(shù)字控制、可變增益放大器，而AD8376是其雙通道版本。各通道通過獨立的5位二進制代碼來編程，以1 dB步進改變各衰減器的設置，使得各放大器通道的增益設置范圍為+20 dB（代碼0）至？4 dB（代碼24及更高）。

　　AD8375和AD8376提供150Ω輸入阻抗，經(jīng)調(diào)諧驅(qū)動150 Ω負載阻抗，以獲得最佳性能。開集輸出結(jié)構(gòu)要求通過外部偏置網(wǎng)絡實現(xiàn)直流偏置。每個通道輸出端均采用一組1 μH扼流圈電感，用來向開集輸出引腳提供偏置，這些引腳具有16 kΩ的差分輸出阻抗。由于差分輸出偏置為正電源，需要連接交流耦合電容，最好是0.1 μF.同樣，輸入引腳處于高于地約2 V的偏置電壓下，也應進行交流耦合。

　　在沒有任何輸出匹配的情況下，如果RL/RS濾波器比很小，構(gòu)成濾波器可能需要不切實際的大電感值和極小的電容值。阻抗比越大，對元件Q值和布局寄生就越要謹慎。建議采用大約300 Ω的分流輸入和輸出電阻來端接抗混疊濾波器。在圖2示例中，濾波器兩端的分流電阻在輸入端為301 Ω，在輸出端為330 Ω（通過兩個165 Ω偏置設置電阻），兩者一起為AD8375或AD8376提供形成標稱150 Ω負載阻抗，并產(chǎn)生更有利的RL/RS濾波器比1:1.

　　ADL5561和ADL5562

　　ADL5561和ADL5562通過引腳綁定輸入配置來設置增益。對VIP1施加輸入A、對VIN1施加輸入B時，增益為6 dB（最小增益）。對VIP2施加輸入A、對VIN2施加輸入B時，增益為12 dB（最小增益）。對VIP1和VIP2施加輸入A、對VIN1和VIN2施加輸入B時，增益為15.5 dB（最小增益）。注意，差分輸入阻抗隨增益綁定選擇而變化：最小、中等和最大增益設置分別對應400 Ω、200 Ω和133 Ω。有關輸入匹配的詳情，請參見ADL5561或ADL5562數(shù)據(jù)手冊。

　　建議在輸入和輸出上連接交流耦合電容以隔離VCC/2偏壓與源和平衡負載。

　　該負載應等于200 Ω以提供最佳交流性能。ADL5561和ADL5562的差分輸入阻抗為12 Ω。阻抗比越大，對元件Q值和布局寄生就越要謹慎。為了簡化濾波器設計，可在每個差分輸出端增加約15 Ω的額外串聯(lián)填充，以采用更有利的RL/RS濾波器比4:1.注意，添加的串聯(lián)元件將衰減驅(qū)動器放大器輸出。

　　ADC特性

　　在現(xiàn)代無線接收器設計中，高采樣率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）通常被用作中頻復合調(diào)制信號的采樣?；贑MOS開關電容的ADC因其低成本和低功耗而成為這類設計的首選。這類ADC的前端為非緩沖型，直接耦合至采樣網(wǎng)絡，所以ADC的輸入阻抗會隨時間（跟蹤和保持模式切換時）變化，這就對驅(qū)動ADC的放大器提出了挑戰(zhàn)。為了在驅(qū)動ADC的同時獲得極小的噪聲和信號失真，有必要設計一種無源網(wǎng)絡接口，實現(xiàn)寬帶噪聲抑制和采樣保持阻抗的變換，從而為驅(qū)動放大器提供一個更匹配的負載阻抗。建議在多個常用IF頻率下采用諧振法將采樣保持阻抗變換為可預測性的負載，從而更精確地設計抗混疊濾波器。

　　抗混疊濾波器

　　抗混疊濾波器由四階巴特沃茲低通濾波器和諧振電路組成。諧振電路通過諧振消除ADC負載的容性部分，有助于確保ADC輸入在目標中心頻率看起來像一個真正的電阻（參見應用筆記AN-742和AN-827）。整體頻率響應呈現(xiàn)出帶通特性，有助于抑制目標奈奎斯特頻率區(qū)域外的噪聲。一般而言，若用一個恰當階數(shù)的抗混疊濾波器，SNR性能會提高數(shù)個dB.

　　低通濾波器

　　用作抗混疊濾波器的低通濾波器往往采用LC網(wǎng)絡設計，必須完好定義源阻抗和負載阻抗以獲得所需阻帶。為設計濾波器網(wǎng)絡，可使用各種濾波器合成的手冊。通常用切比雪夫（Chebyshev）或巴特沃茲（Butterworth）多項式來定義濾波器傳遞函數(shù)。有幾種基于軟件的濾波器設計程序有助于簡化這一問題，如來自Nuhertz Technologies的Filter Free 4.0或Agilent Technologies推出的Advanced Design System（ADS,高級設計系統(tǒng)）。

　　RL/RS濾波器比和濾波器階數(shù)必須小心對待，其中RS為濾波器源阻抗，RL為負載阻抗。增加階次會增加不必要的復雜度，遞減效益，所以本應用筆記建議采用差分四階巴特沃茲濾波器。

　　諧振匹配

　　諧振匹配或儲能電路有助于確保ADC輸入在目標中心頻率處看起來像一個真實電阻（詳情見AN-742和AN-827應用筆記）。分流電感L5與片內(nèi)ADC輸入電容和低通濾波器C4最后一級所提供電容的一部分并聯(lián)，形成一個諧振電路。

　　諧振電路的窄諧振頻帶可為抗混疊濾波器提供整體帶通頻率響應，從而有助于抑制目標奈奎斯特頻率區(qū)域外的噪聲。

　　抗混疊濾波器設計步驟

　　第1步-確定接口特性

　　此推薦方法的第一步是充分收集ADC接口所涉及所有元件的要求信息。基本要求清單包括

　　濾波器規(guī)格-中心頻率和帶寬等要求？

　　抗混疊來源及負載阻抗-定義為差分驅(qū)動器輸出和最佳？性能所需的負載（見表1）

　　ADC（跟蹤模式）輸入阻抗-Excel格式的S參數(shù)，可？從器件網(wǎng)站的評估板部分獲得。

第2步-查找標準歸一化原型值

　　可通過濾波器設計手冊查找單位標準歸一化原型濾波器值，然后按照比例求出所需截止頻率和負載阻抗的相應值。表2所示為相關原型值的一些近似值。

表2. 四階巴特沃茲原型元件值

　　為了補償諧振電路匹配的額外衰減，截止頻率應為所需通帶高端的125%.例如，如果需要一個20 MHz帶寬、中心頻率為140 MHz的濾波器，截止頻率應設為（140 MHz + 20 MHz ÷ 2）× 125% = 188 MHz.

　　圖4（a）顯示單端四階單位標準歸一化原型濾波器的一個示例。所示巴特沃茲濾波器在2:1負載-源阻抗比下提供平坦響應，無紋波。

　　第3步-按頻率和負載比例調(diào)整標準歸一化原型值。

　　現(xiàn)在可以將單端單位標準歸一化原型濾波器值Cn或Ln按比例調(diào)整到所需截止頻率fcut和負載阻抗R.變換公式如下：

　　圖4（b）顯示的是截止頻率為188 MHz、負載阻抗為200Ω的單端等效網(wǎng)絡。

　　第4步-通過分割串聯(lián)電抗將單端等效網(wǎng)絡轉(zhuǎn)換為差分網(wǎng)絡。

　　具有高動態(tài)范圍IF采樣功能的多數(shù)高速ADC都采用差分輸入接口。因此，有必要將單端網(wǎng)絡轉(zhuǎn)換為差分網(wǎng)絡，如圖4 （c）所示。轉(zhuǎn)換為差分網(wǎng)絡時，串聯(lián)阻抗值減半。

圖4. 原型濾波器設計步驟。

　　第5步-消除ADC輸入端的原始開關電容。

　　在諧振匹配或儲能電路中的分流電感有助于消除片內(nèi)ADC輸入電容（以及在低通濾波器最后一級外增加的任何額外電容）。電感值必須以諧振方式抵消虛部導納，僅剩下復合阻抗的導電部分。

　　例如，AD9640差分輸入阻抗在140 MHz下為4.7kΩ，與3.9pF并聯(lián)。

　　因此所需電感L為331 nH.

　　注意，L/C比是決定Q和選擇性的因素之一。對于并聯(lián)諧振電路而言，電感越高，電容越低，通帶濾波器帶寬越大。為了獲得更大的窄帶響應，可通過并聯(lián)添加額外電容來獲得更高Q值（除低通巴特沃茲濾波器的最后電容級外）。在下列公式中，添加了一個額外10 pF,將所需電感L降低至93 nH:

　　因此，Q值越低，響應帶寬也就越低。

第6步-裝配。

　　計算好每個接口元件后，可將電路裝配在一起進行仿真。通常情況下，為獲得濾波器要求的最佳組合，需要借助一些仿真試驗和誤差來優(yōu)化網(wǎng)絡接口。利用可準確體現(xiàn)實際L值和C值寄生效應的真實元件模型（s參數(shù)）來模擬網(wǎng)絡響應是有利的。

　　采用理想L值和C值的實施方案如圖7所示。注意，考慮電路板走線的寄生串聯(lián)感應，最終實施可以選用電感值稍低的電感。還需要注意的是，圖4（c）中的負載被圖7中的ADC接口取代，包括一個并聯(lián)電感和多個共模偏置電阻。偏置電阻給各差分輸入端提供所需的直流偏置，并與ADC輸入阻抗和諧振并聯(lián)電感為濾波器組成一個精確負載。

圖7. AD8352和AD9640的ADC接口示例，理想元件

　　第7步-電路板級經(jīng)驗調(diào)諧。

　　采用的實際L值和C值的最終實施方案如圖8 所示。在使用最終仿真值填充電路板后，可能需要一些板級經(jīng)驗優(yōu)化方法來幫助補償實際PCB寄生效應。

圖8. AD8352和AD9640的ADC接口示例，實際元件

　　為此，建議使用優(yōu)良軟件和s參數(shù)在工藝早期進行詳細的仿真。這樣，可以減輕更耗時的板級調(diào)諧工作。在一些實例中，可能需要為印刷電路板寄生電容建模以選擇最佳的L值和C值。

　　圖5和6顯示AD8352和AD9640間接口的性能。

圖 5. AD8352和AD9640接口示例的濾波器響應

圖 6. AD8352和AD9640接口示例的通帶平坦度

　　布局布線考慮

　　如果濾波器元件值較小，額外的寄生電容會導致大比例的變化，此時降低電路板雜散寄生電容非常重要。為了使本文所討論的電路達到理想的性能，必須采用出色的布局、接地和去耦技術(shù)。至少應采用四層PCB:一層為接地層，一層為電源層，另兩層為信號層。有關具體電路板建議，請參看各個器件的驅(qū)動器放大器和ADC數(shù)據(jù)手冊。