摘要：低噪聲放大器是超寬帶接收機(jī)系統(tǒng)中最重要的模塊之一，設(shè)計(jì)了一種可應(yīng)用于3．1～5．2 GHz頻段超寬帶可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃鳌ｋ娐份斎爰?jí)采用共柵結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)超寬帶輸入匹配，并引入電流舵結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了放大器的可變?cè)鲆妗７抡婊赥SMC0．18μm RF CMOS工藝。結(jié)果表明，在全頻段電路的最大功率增益為10．5 dB，增益平坦度小于0．5 dB，噪聲系數(shù)小于5 dB。輸入反射系數(shù)低于-15 dB，在1．8 V電源電壓下，功耗為9 mW。因此，該電路能夠在低功耗超寬帶射頻接收機(jī)系統(tǒng)中應(yīng)用。
關(guān)鍵詞：超寬帶；可變?cè)鲆?；低噪聲放大器；電流舵；低功?br />
0 引言
    超寬帶(UWB)無(wú)線通信技術(shù)因具有低功耗，高傳輸速率以及抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，近年來(lái)在WPAN、無(wú)線USB等高速無(wú)線通信領(lǐng)域，以及無(wú)線傳感器網(wǎng)絡(luò)、可植入式醫(yī)療器具等低功耗領(lǐng)域得到了廣泛的關(guān)注。UWB頻譜范圍為3．1～10．6 GHz，在近距離傳輸距離(10 m)內(nèi)能夠達(dá)到480 MHz。目前，在超寬帶系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)上存在兩種方案：直接序列(DS-CDMA)和多帶OFDM(MB-OFDM)，而2種方案的低頻段均工作在3．1～5．2 GHz，因此3．1～5．2 GHz UWB收發(fā)系統(tǒng)是最近的研究熱點(diǎn)。
    低噪聲放大器(LNA)是UWB接收機(jī)的最為關(guān)鍵的模塊之一，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)放大的同時(shí)盡可能的引入低的噪聲，其噪聲和增益直接影響到了整個(gè)接收機(jī)的靈敏度和動(dòng)態(tài)范圍。目前常見的寬帶LNA包括分布式、噪聲取消以及電阻負(fù)反饋結(jié)構(gòu)等結(jié)構(gòu)。分布式LNA雖然能夠達(dá)到較高的增益和低的噪聲，但是功耗過(guò)大；電阻負(fù)反饋結(jié)構(gòu)雖然降低了功耗，但反饋電阻引入了較大的噪聲；噪聲取消電路能夠在各個(gè)性能之間平衡，但是由于其結(jié)構(gòu)的特殊性，不能夠?qū)崿F(xiàn)增益的可變。
    本文提出了一種超寬帶可變?cè)鲆娴牡驮肼暦糯笃鹘Y(jié)構(gòu)，輸入級(jí)采用共柵結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)寬帶輸入匹配，并引入Current-steering結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了放大器的可變?cè)鲆?，以犧牲少量噪聲性能的代價(jià)獲得寬的帶寬、少的電感數(shù)以及增益可變等特性。

1 UWB LNA電路的設(shè)計(jì)
    寬帶低噪聲放大器電路結(jié)構(gòu)一般由3部分組成：輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，放大模塊以及輸出Buffer。設(shè)計(jì)時(shí)可以單獨(dú)對(duì)每個(gè)模塊進(jìn)行優(yōu)化。輸入匹配網(wǎng)絡(luò)需要在不引入額外噪聲的情況下使得端口反射系數(shù)S11最小化，完成寬帶匹配；放大模塊對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行一定的放大，同時(shí)抑制下一級(jí)電路的噪聲；輸出Buffer在不影響電路性能的同時(shí)提供大的驅(qū)動(dòng)能力，同時(shí)滿足輸出匹配。而UWB-LNA的難點(diǎn)主要體現(xiàn)在在寬的頻段內(nèi)很難實(shí)現(xiàn)輸入輸出阻抗匹配。圖1為提出的UWB-LNA的電路圖，現(xiàn)對(duì)LNA的各個(gè)模塊進(jìn)行分析。

1．1 超寬帶輸入阻抗以及輸出阻抗
    輸入阻抗匹配如圖2所示。

    忽略電感Ls的寄生電阻，由圖2(b)可得出電路的輸入阻抗為：
   
    式中：gm為M1管的跨導(dǎo)；Cgs為M1的寄生電容。從式(1)中可以分析出，在頻率較低時(shí)，(gm+sCgs)sLs<<1，Zin≈sLs，輸入阻抗趨近于0，因此，在輸入頻率較低時(shí)的輸入電阻由源級(jí)電感決定。在圖2(a)中可以直觀的看出，低頻率時(shí)Ls近似的將M1的源端短接到地。當(dāng)頻率增加至GHz時(shí)，(gm+sCgs1)sLs>>1，，對(duì)于一般的MOS管而言，Cgs低于100fF，而gm在幾十mS左右，本文所設(shè)計(jì)的LNA工作在3．1～5．2 GHz，gm遠(yuǎn)大于sCgs1，所以在所需頻段內(nèi)。因此為了將輸入阻抗精確匹配到50 Ω，可以調(diào)整gm到20 ms。為了兼顧輸入匹配性能和版圖面積開銷，Ls為10nH。
    輸出阻抗匹配：
    如圖1所示，在最大增益處(忽略M2和M3的寄生電容)，第一級(jí)的輸出阻抗為：
    Rout=(RL+sLD)∥(gm2ro1ro2)     (2)
    很顯然，為了實(shí)現(xiàn)一定的增益值，Rout并一定為50 Ω，同時(shí)隨著增益的變化Rout也跟著變化。為了保證在不同增益以及所需帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)50 Ω的阻抗匹配，在輸出級(jí)采用常用的源級(jí)跟隨器結(jié)構(gòu)，同時(shí)也提供了大的驅(qū)動(dòng)能力。
   
    可見，Rout不隨頻率的變化，通過(guò)適當(dāng)調(diào)整可以實(shí)現(xiàn)輸出阻抗匹配。
1．2 可編程增益控制技術(shù)
    被接收信號(hào)很容易遭到多路衰減，為了保證接收機(jī)有恒定的信號(hào)輸出，需要對(duì)接收機(jī)中的放大器模塊(LNA，PGA)進(jìn)行增益的控制。實(shí)現(xiàn)增益的可調(diào)一般采用兩種辦法：改變輸入管的跨導(dǎo)，改變負(fù)載電阻。為了保證輸入阻抗匹配，跨導(dǎo)必須為20 mS，所以改變輸入跨導(dǎo)會(huì)造成輸入阻抗匹配特性的衰減；如果改變輸出電阻，必須在每個(gè)支路加一個(gè)電感來(lái)保證寬帶內(nèi)增益的平坦，這樣就增加了額外的面積。因此，電路引入了current Steering結(jié)構(gòu)通過(guò)3個(gè)數(shù)字信號(hào)控制流到負(fù)載電阻的電流，實(shí)現(xiàn)了增益的改變。
    在圖1中，M2為cascode結(jié)構(gòu)的共柵級(jí)，可以消除miller效應(yīng)的影響，同時(shí)降低輸出回波損耗。M21M22和M23的寬長(zhǎng)比之和為M1的寬長(zhǎng)比，同時(shí)，M21與M31，M22與M23，M23與M33的尺寸相同，這樣是為了保證在數(shù)字控制的過(guò)程中，流入M1的電流不變，使電路有良好的輸入阻抗匹配性能。

    在小信號(hào)圖中，gm2為M2管的跨導(dǎo)，gm3為M3的跨導(dǎo)，流入M1的電流為流入M2和M3的電流之和?？梢缘贸觯?br />     gm1=gm2+gm3     (4)
    第一級(jí)放大器的增益：Av=gm(R／RL)，其中g(shù)m為電路的整體跨導(dǎo)，RL為等效負(fù)載阻抗，R為從輸出端看進(jìn)去的電路的阻抗。通過(guò)小信號(hào)分析：
   
    從式(5)看出，電路的跨導(dǎo)僅由M3的跨導(dǎo)決定，因而可以通過(guò)直接控制gm3來(lái)實(shí)現(xiàn)增益的可變。電路的增益為：
   
    從式(6)中可以看出，控制管的變化也影響到了輸出電阻，因此，為了實(shí)現(xiàn)特定的增益，需要適當(dāng)?shù)脑O(shè)定M3的寬長(zhǎng)比。
    本文設(shè)置了3個(gè)不同的增益，并且實(shí)現(xiàn)了5 dB的步長(zhǎng)，通過(guò)G[210]來(lái)控制M3的跨導(dǎo)，詳細(xì)增益列表如表1所示。

1．3 LNA噪聲分析
    對(duì)于一個(gè)級(jí)聯(lián)系統(tǒng)，第一級(jí)電路的噪聲性能對(duì)整個(gè)電路的噪聲系數(shù)影響很大，因而主要分析第一級(jí)電路的噪聲系數(shù)。通過(guò)優(yōu)化電路參數(shù)、忽略電感的寄生電阻效應(yīng)，本文的CG—LNA總的噪聲因子可以近似表示為：
   
    從式中可以看出，增大負(fù)載RL可以降低電路的噪聲系數(shù)，但是過(guò)大的增加RL會(huì)減小電流，同為了保證恒定的跨導(dǎo)，需要增加管子的尺寸，同時(shí)，增加RL也會(huì)將第一級(jí)的輸出電壓降低。給定，針對(duì)0．18μm下的MOSFET，假設(shè)ωT=2π*80 GHz，電阻的取值分別為Rs=50 Ω，RL=200 Ω。當(dāng)頻率從1 GHz增加到6 GHz時(shí)，根據(jù)式(7)計(jì)算所得的噪聲系數(shù)為4．9～5．3 dB，這和仿真結(jié)果較為近似。

2 仿真結(jié)果與討論
    采用TSMC提供的0．18μm RF CMOS工藝進(jìn)行模擬仿真。圖4是LNA S21的仿真結(jié)果。在3．1～5．2 GHz的帶寬內(nèi)，LNA能夠獲得非常平坦的增益特性，共有3種增益模式：10．4 dB，4．9 dB，-1 dB，控制步長(zhǎng)約為5 dB，帶內(nèi)增益波動(dòng)小于0．5 dB。圖5是LNA輸入輸出回波損耗(S11，S22)的仿真結(jié)果。S11和S22在整個(gè)頻段內(nèi)均小于-15 dB，匹配性能良好。圖6是LNA IIP3的仿真結(jié)果。在輸入信號(hào)為4 GHz時(shí)，IIP3為-0．5 dB。圖7是LNA的噪聲性能，在整個(gè)工作頻段內(nèi)的最低噪聲為4．6 dB，噪聲系數(shù)在高頻段惡化的主要原因在于器件寄生的噪聲性能會(huì)隨頻率升高而逐漸惡化，此外，由于電路設(shè)計(jì)時(shí)需要在各方面與噪聲進(jìn)行折中，所以適當(dāng)?shù)臓奚嗽肼曅阅堋?/p>

    表2是本工作于近幾年報(bào)道的UWB LNA性能的比較?？梢钥闯?，本文設(shè)計(jì)的電路具有功耗小，匹配性能良好以及增益可變的優(yōu)勢(shì)。

3 結(jié)語(yǔ)
    利用TSMC 0．18μm RF CMOS工藝，設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于3．1～5．2 GHz頻段超寬帶可變?cè)鲆?strong>低噪聲放大器。放大器輸入級(jí)輸入級(jí)采用共柵結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)寬帶輸入匹配，并引Current-steering結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了放大器的可變?cè)鲆?。仿真結(jié)果表明，在工作頻段內(nèi)電路的最大功率增益為10．5 dB，增益平坦度小于0．2 dB，噪聲系數(shù)小于5 dB，輸入反射系數(shù)低于-15 dB，在1．8 V電源電壓下的功耗僅為9 mW。其性能滿足超寬帶系統(tǒng)的要求。