0 引言
    隨著數(shù)字技術(shù)的突飛猛進，越來越多的電路系統(tǒng)將A／D轉(zhuǎn)換器作為一個子模塊集成到系統(tǒng)內(nèi)部。例如在便攜式數(shù)據(jù)傳輸、數(shù)字視頻和圖像處理等應用系統(tǒng)中，8~12 bit分辨率的嵌入式A／D轉(zhuǎn)換器就是這些系統(tǒng)中一個非常重要的組成部分，采樣保持電路(SH)是數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。而A／D轉(zhuǎn)換器是最重要的組成部分之一，其性能直接決定著整個A／D轉(zhuǎn)換器的性能。隨著無線通信的迅速發(fā)展，要求數(shù)據(jù)的傳輸越來越快，復雜度不斷提高的調(diào)制系統(tǒng)和電路使A／D轉(zhuǎn)換器的采樣頻率逐漸接近射頻的數(shù)量級。在這樣高速的要求下，SH的作用就顯得更加的重要，因為它可以消除A／D轉(zhuǎn)換器前端采樣級的大部分動態(tài)錯誤。
    本文介紹了一種基于SiGe BiCMOS、開環(huán)全差分結(jié)構(gòu)的SH。采樣速率可以達到800 Msps，采樣精度可以達到8 bit，能夠適應無線通信領(lǐng)域的要求。

1 電路設(shè)計
1．1 電路總體結(jié)構(gòu)
    SiGe BiCMOS工藝具有高速、低功耗、低成本、高集成度的優(yōu)勢，能夠很好地滿足本設(shè)計對SH設(shè)計指標的要求，故設(shè)計工藝選定為SiGeBiCMOS。
    采樣速率和精度要求的不同，決定了采樣電路拓撲結(jié)構(gòu)。盡管閉環(huán)結(jié)構(gòu)的SH可以取得很高的精度，但是這種拓撲結(jié)構(gòu)的SH頻率響應較差。開環(huán)結(jié)構(gòu)的SH常用在高頻，為了達到較高的采樣速率，應選擇開環(huán)結(jié)構(gòu)。開環(huán)結(jié)構(gòu)的SH通常由一個輸入緩沖器(IB)，一個帶有采樣電容的開關(guān)和輸出緩沖器(OB)組成。
    考慮SH的采樣精度為8 bit，采樣速率為800Msps性能指標的要求，差分結(jié)構(gòu)能保證很好的噪聲性能，最終選擇了如圖1所示的全差分開環(huán)結(jié)構(gòu)，其中包括輸入緩沖器、采樣開關(guān)、采樣電容和輸出緩沖器。采樣開關(guān)采用開關(guān)射極跟隨器(SEF)結(jié)構(gòu)，輸入緩沖器提供反向隔離減少輸入端的開關(guān)噪聲，輸出緩沖器用來驅(qū)動ADC。由于電路是全差分結(jié)構(gòu)，電路完全對稱，為了更清楚地說明問題，圖2僅給出了單端電路，即整體電路的一半。將兩幅圖2對稱地接成全差分結(jié)構(gòu)即是本設(shè)計的最終電路。

1．2 電路分析
1．2．1 輸入緩沖器
    輸入緩沖器的主要目的是將信號源與采樣部分分離，該電路的輸入電容一般都比較大。輸入緩沖器不能引入失真，且必須有一定的速度。理想的輸入緩沖器應當具有大帶寬、低噪聲、高線性度和單位增益等特點。圖2中的Q3、Q4、Q5的結(jié)構(gòu)在采樣時鐘的控制下能夠?qū)崿F(xiàn)很好的隔離效果；Q1實現(xiàn)電壓提升的作用。
1．2．2 SEF采樣開關(guān)
    本設(shè)計中使用的開關(guān)是開關(guān)射極跟隨器，SEF既可以在高速度下運行，又可以保持很好的線性度。
    在圖2中，Q6、Q7、QS、I5是開關(guān)的主要部分。采樣模式時，S相對于H是高電位，開關(guān)導通，I5流過QS和Q7。保持模式時，H相對于S是高電位，開關(guān)關(guān)斷，I5經(jīng)過Q6，此時QS的基極電位被拉得很低，所以關(guān)斷。

    諧波直接關(guān)系到電路的采樣精度。整個電路是全差分結(jié)構(gòu)，所以只考慮奇次諧波，其中三次諧波是最大的諧波，直接決定SFDR(無雜波動態(tài)范圍)，從而決定采樣精度，采樣精度的近似計算公式如式(1)。ENOB表示有效位

   
    開關(guān)部分對電路的三次諧波影響最大，三次諧波的計算公式為

   
式中：VT是熱電壓；I5是圖2中開關(guān)的電流；A是輸入信號的幅度；ic=2πAfinC5，fin是輸入信號的頻率。
    從式(2)中可以看出，要減小三次諧波就要選擇較大的I5、較小的A、fin和CS。但是選擇較大的I5會增加功耗，引入更大的噪聲；較小的A、fin會減小輸入信號的可用范圍，限制采樣頻率(特別是在每周期相干采樣2個點的最嚴酷情況下)；較小的Cs會增加噪聲(kT/C)。所以要獲得良好的電路性能就要折中考慮這些因素，同時還要考慮本文隨后介紹的其他影響。本設(shè)計中VT=26 mV，A=1 V，fin=387．5 MHz，Cs=450fF，I5=1．46 mA，得HD3≈-54．6 dB，可見理論值與一52．8 dB的實際值比較接近，電路性能可以滿足要求。
    圖2中PM2、Qclp是一種電壓穩(wěn)定結(jié)構(gòu)，將在后面介紹。Rs是為了改善輸出電壓的振鈴減小建立時間而加入的一個小電阻。
1．2．3 輸出緩沖器
    在圖2中，以QOUT形成的射極跟隨器是輸出緩沖器的主體部分，用Q8、Q9、Q10組成單位增益放大器。因為目前的器件都會有漏電流，所以在輸出緩沖器前有漏電流的存在，在保持模式時存儲在采樣電容CS上的信號電壓不恒定。假設(shè)保持模式的持續(xù)時間為T、保持模式開始時CS上的電壓為VCs(0)、保持模式結(jié)束時Cs上的電壓為VCs(T)，則
有

   
式中：ileak為漏電流；Rp為輸出緩沖器的輸入阻抗。
    漏電流的存在會產(chǎn)生偏移誤差和增益誤差，如果漏電流是輸入的非線性函數(shù)，將產(chǎn)生失真。但是因為使用了射極跟隨器，所以Rp=rb+βrce，式中β是Vce的非線性函數(shù)，所以由下垂率導致的誤差表現(xiàn)為輸入電壓的非線性函數(shù)，也就是說產(chǎn)生了諧波。為了抑制這種諧波，用Q8、Q9、Q10組成單位增益放大器以增大輸入電阻Rp，減小漏電流。
1．2．4 保持模式饋通(HMF)的改善
    在保持模式下，由于信號通路上晶體管存互寄生電容(圖2中Cbe，Qs)，輸入信號與保持在采樣電容上的信號之間并非百分之百的隔離，導致被保持在采樣電容Cs上的信號受到輸入信號影響，而存在失真。在保持模式下，由于電容Cbe，Qs和Cs非線性的分壓作用，一小部分的信號出現(xiàn)在輸出端上。因此

   
式中Av是晶體管Qclp的增益，近似等于1。
    HMF是本設(shè)計中影響最大的誤差，對噪聲和諧波都有影響。應當減小饋通的影響，饋通可以通過增大采樣電容Cs來減少，但是這種方法會增加功率耗散，因為必須增加電流來驅(qū)動更大的采樣電容Cs。因此，采用了圖2中PM2、Qclp組成的電壓穩(wěn)定結(jié)構(gòu)，把采樣電容Cs保持的信號直接復制到A點，即用Cs保持的信號本身來穩(wěn)定A點的電壓。其中PM2起電壓提升作用，用以抵消信號在Qclp發(fā)射結(jié)上的電壓下降。這一結(jié)構(gòu)能夠消除Cbe，Qs和Cs非線性的分壓作用，非常有效地改善了噪聲和諧波的性能。

2 版圖設(shè)計
    整個采保電路的版圖采用標準0．35μm兩層多晶三層鋁布線BiCMOS工藝進行設(shè)計。采保電路的采樣速率達到800 Msps，版圖中引入的寄生電容和電阻的引入對電路性能影響很大，給版圖設(shè)計提出了很高的要求。因此，版圖設(shè)計中應重點解決信號間的串擾、時鐘信號對模擬信號的干擾、各種元件的匹配以及連線延遲等對采樣保持電路性能產(chǎn)生影響的關(guān)鍵問題。最終版圖如圖3所示。

3 仿真結(jié)果
    本設(shè)計采用BiCMOS工藝，提供了0．35μm的CMOS和46 GHz fT的SiGe HBT。用Cadence Spectre仿真，電源電壓為3．3 V，功耗為44 mW。為了減小基座誤差，采用兩相非重疊時鐘，時鐘擺幅為400 mV，如圖4所示。

    圖5是在相干采樣、每周期只采樣2個點的最嚴酷情況下的采樣包絡(luò)圖，輸入信號幅度為1 Vpp，輸入頻率為387．5 MHz，采樣頻率為800 MHz。此時仿真法得出的SFDR為一52．8 dB，如圖6所示。THD為一50．4 dB。

4 結(jié)語
    設(shè)計了一種基于BiCMOS工藝的高速采樣保持電路，該工藝提供了O．35μm的CMOS和46 GHz fT的SiGe HBT。電路中使用了差分開關(guān)射極跟隨器，使電路結(jié)構(gòu)較為簡單并且可以用于中精度、高速ADC。在Cadence Spectre環(huán)境下進行仿真，當輸入信號為387．5 MHz，1 Vpp的正弦波，采樣速率為800Msps時，該采樣保持電路的SFDR達到一52．8 dB，THD達到一50．4 dB，對應于8 bit的分辨率；在3．3 V電源電壓下的功耗為44 mW。