www.久久久久|狼友网站av天堂|精品国产无码a片|一级av色欲av|91在线播放视频|亚洲无码主播在线|国产精品草久在线|明星AV网站在线|污污内射久久一区|婷婷综合视频网站

當前位置:首頁 > 公眾號精選 > EDN電子技術(shù)設(shè)計

PWM必須面對的一個挑戰(zhàn)是通過濾波使數(shù)據(jù)流中的動態(tài)AC部分實現(xiàn)衰減,同時保留其平均DC值。在整個輸出序列范圍內(nèi),經(jīng)典PWM的最低頻率分量F/N也是最大的,因此最難衰減。幸運的是,這篇設(shè)計實例引入了一個簡單的技巧,可以緩解這一挑戰(zhàn)。

經(jīng)典脈寬調(diào)制器(PWM)所發(fā)出的重復(fù)序列,包括H個連續(xù)高邏輯電平(1),后跟L個連續(xù)低邏輯電平(0)。每個高電平和低電平都持續(xù)一個時鐘周期T=1/F(Hz)。所得到的占空比可定義為H/N,其中N=H+L個時鐘周期。N通常是2的冪,但N可以是任何大于0的整數(shù)。PWM必須面對的一個挑戰(zhàn)是通過濾波使數(shù)據(jù)流中的動態(tài)AC部分實現(xiàn)衰減,同時保留其平均DC值。在整個輸出序列范圍內(nèi),經(jīng)典PWM的最低頻率分量F/N也是最大的,因此最難衰減。幸運的是,這篇設(shè)計實例引入了一個簡單的技巧,可以緩解這一挑戰(zhàn)。
在討論這個技巧之前,有必要快速回顧一下其他交流能量緩解技術(shù),所有這些技術(shù)都像經(jīng)典技術(shù)一樣,采用某種計數(shù)器作為其驅(qū)動引擎。我?guī)啄昵白x過的一種方法涉及N=2M-1個狀態(tài)的M位偽隨機序列生成器,其每個位都連接到數(shù)字比較器的一個輸入[1]。剩余的輸入以數(shù)字W表示。當生成器的數(shù)量小于W時,比較器輸出1;否則,輸出0。當對發(fā)生器計時時,結(jié)果是W個1、N-W個0以及W/N占空比的隨機數(shù)據(jù)流。所得到的“白噪聲”頻譜性質(zhì)比傳統(tǒng)PWM的F/N主要分量更容易濾除。一些SAM D Microchip微控制器(MCU)的硬件中內(nèi)置了更有效的緩解措施[2]。這些PWM修改了8位經(jīng)典PWM序列的2X個連續(xù)周期,以產(chǎn)生長度為2X+8的更長重復(fù)序列。這里X=4、5或6。對于K/2X+8的占空比,0≤K<2X+8,每個八位序列至少具有K/2X個1的整數(shù)部分。將剩余的K取2X的模個1盡可能均勻地分布在2X八位序列中。結(jié)果是經(jīng)占空比調(diào)制的八位序列的長序列,其在生成的最低頻率F/2X+8 Hz處和附近具有非常少的頻譜能量,其中大部分在F/28處和附近,因此濾波問題得到很大簡化。這些方法的硬件支持并不總是可用。幸運的是,大多數(shù)MCU都可以輕松實現(xiàn)上述技巧,其描述如下。一旦N=2、3或4…多達28個(甚至216個)狀態(tài)計數(shù)器驅(qū)動PWM的初始設(shè)置完成,無需軟件干預(yù)的“設(shè)置(占空比)即不管”的PWM操作就近在咫尺。當占空比確實需要改變時,將所需的H值寫入輸出比較寄存器(OCR)即可。在大多數(shù)情況下,兩個具有獨立占空比的PWM可用,通常由同一計數(shù)器驅(qū)動??紤]一下利用這些功能組合可以實現(xiàn)什么目標。在一個示例中,可以將計數(shù)器配置為N=16。PWM的占空比可為1/16、2/16、3/16,一直到15/16。剩余狀態(tài)將為0/16或16/16。兩個PWM輸出由兩個電阻按1:16的比例串聯(lián)組合連接。在這兩個電阻的連接處,有24×24=28種可能的平均值,就像單個PWM呈現(xiàn)28種不同狀態(tài)一樣。影響交流衰減的最簡單的方法是在該結(jié)點和地之間連接一個電容器(圖1是完整電路的示例。)

圖1:實現(xiàn)交流衰減最簡單方法的完整電路,其中電容器連接在PWM輸出端的兩個電阻器的結(jié)點與地之間。

但這種技術(shù)和傳統(tǒng)PWM都可以受益于具有更多數(shù)量的電阻器和電容器的更復(fù)雜的網(wǎng)絡(luò),甚至還可以選擇使用運算放大器來緩沖結(jié)果。運算放大器還可以實現(xiàn)包含復(fù)極點對的濾波器,而不是僅限于實極點,否則實極點是唯一可獲得的極點。前一種類型能更有效地最小化濾波器穩(wěn)定時間和殘余交流能量大小的乘積。(早期的設(shè)計實例“Optimizing a simple analog filter for any PWM”中已經(jīng)給出了這樣的一個例子。)我使用ATmega16 MCU來實現(xiàn)圖1電路。盡管可以使用更高的時鐘頻率,但我將F設(shè)置為1MHz。PWM 1和PWM 2配置為以兩種不同的模式運行:作為前面所述的具有獨立值輸出的兩個四位單元,以及作為具有相同輸出的八位單元。這對于兩種操作模式就能保持相同的R-C濾波器時間常數(shù)。表1列出了每種模式的OCR重復(fù)序列。

表1:四位和八位PWM模式用于生成圖2波形的OCR值。

圖2給出了兩種模式之一的示波器捕獲波形;兩種模式的屏幕截圖無法區(qū)分,分辨率約為18mV。必須在R1-R2-C1結(jié)點和負直流電壓之間連接一個額外的電阻(未顯示)。在不影響R1-R2比率的情況下,這會將波形的電壓移至接近地的電壓,以便示波器可以以高分辨率顯示它。

圖2:通過對表1中列出的四位和八位PWM模式的OCR進行編程而生成的波形。這兩種模式的結(jié)果看起來相同,因為示波器會以200ms/div掃描速率平均交流能量。

兩個四位PWM的頻率均為F/16=62.5kHz;八位PWM的頻率為F/256=3.90625kHz。該代碼大約每100ms更改一次OCR寄存器。在圖2的掃描速率下,示波器濾除了PWM交流信號,并將其替換為平均值。在隨后的圖中,示波器以更快的掃描速率顯示了它們的峰峰值幅度。圖3顯示8位PWM的電壓為120mV,而圖4顯示4位PWM的電壓僅為7.5mV。

圖3:圖1電路中八位PWM電容器兩端的交流能量。

圖4:圖1電路中四位PWM電容器兩端的交流能量。四位PWM的周期和幅度比八位PWM小16倍。

兩種模式的步進分辨率均為18mV,四位峰峰值噪聲在不到半步的情況下接近最佳。所有更多的交流信號衰減都會不必要地增加1ms半步穩(wěn)定時間。在1/16頻率下峰峰值為120mV(6.7步)時,八位PWM實現(xiàn)幾乎無法使用。必須將電容器值增加到15μF,將相關(guān)的穩(wěn)定時間增加15倍,才能滿足雙四位PWM方法的能量衰減性能。本示例中采用的方法非常強大。通過一對8位PWM與比率為256:1的0.1%電阻互連,(雙八位)16位PWM可具有比傳統(tǒng)16位單元更容易濾除(容易256倍)的交流輸出。小于N=216或28級的PWM分辨率也可以實現(xiàn),同時減少PWM周期并簡化相關(guān)的濾波要求。甚至還有帶三個或四個PWM的MCU,其輸出可以與合適的電阻網(wǎng)絡(luò)相加。Christopher Paul在通信行業(yè)多個工程職位上工作了40年。


本站聲明: 本文章由作者或相關(guān)機構(gòu)授權(quán)發(fā)布,目的在于傳遞更多信息,并不代表本站贊同其觀點,本站亦不保證或承諾內(nèi)容真實性等。需要轉(zhuǎn)載請聯(lián)系該專欄作者,如若文章內(nèi)容侵犯您的權(quán)益,請及時聯(lián)系本站刪除。
關(guān)閉