先進驅動協(xié)助系統(tǒng)中的偏置傳感器、聲納應用的超聲波傳感器和通信設備需要低電流負高壓。回彈、逆變、逆變等轉換器都是可能的解決方案,但會受到體積大的變壓器(逆變和逆變)的影響,或控制器的輸入電壓(逆變)限制其最大負電壓。在這個電源提示中,我將詳細描述一個轉換器的操作,該轉換器對一個單電感與一個在不連續(xù)傳導模式(DCM)中運行的逆變電荷泵(DCM)。與地面參考提升控制器,可以產(chǎn)生一個大的負輸出電壓系統(tǒng)成本較低。

圖1 展示了一個簡化的電力階段示意圖。請注意,這個示意圖不同于傳統(tǒng)的倒轉式桶式升轉器,它在V之間"漂浮"控制器。 ?V 在外面 .最大值-V 在外面 可達到的最大值是減去 最大輸入電壓.這將使幾乎不可能找到一個控制器,能夠驅動輸出電壓在-100V或以上的n通道場效應晶體管(FET)。

圖1 感應器驅動逆變電荷泵的簡化功率級

電路的運行可以分為三個間隔( 圖2 )。在第一階段,FET在值班周期(d)期間使用,適用于V 在…中 通過電感,允許電流從零上升,儲存能量。但是,在上一個周期,C1(保持大約等于V的電壓) 在外面 )已耗盡多余的儲存能量,與首被告及次被告背道而馳。這就是為什么首被告、次被告和C1在此間隔中沒有顯示的原因。提供所有負載電流。

在下一個區(qū)間,d',FET關閉,電感電流開始放電,導致其電壓極性逆轉。這大大增加了節(jié)點VFET的電壓,使C1能夠通過D1充電。在此期間,電流向下傾斜,直至D1關閉。然而,由于D1的反向恢復特性,電流在最后關閉前會呈負變化,此時電感電流的斜率會改變,其電壓極性會再次逆轉。

第三個區(qū)間,D',是從C1到C2的能量轉移發(fā)生的時間。當D1停止導電時,電感電壓被夾緊到V 在…中 因為VFTE節(jié)點電壓是通過FET的體二極管的電流路徑被迫接地的。電流通過D-2,直到在C1和C2之間的電壓相等,但電流通過FET的二極管體繼續(xù),直到電感器的電流達到零。此時,電感器上的電壓崩潰并與電路寄生體共振,直到FET再次打開。

圖2 DCM運作的三個階段

圖3 詳細說明關鍵電壓和電流波形。DCM操作允許最小的電感,但有更高的峰值電流。DCM操作的電感是在最大工作周期,最小V時確定的。 在…中 以及滿負荷。根據(jù)控制器數(shù)據(jù)表仔細檢查最大任務周期,但您通?？梢赃x擇60%-90%,否則會發(fā)生跳跳。更大的電感將把操作推入連續(xù)傳導模式,因為在下一個開關周期之前電流不會回到零。這就導致使用可能比必需大的電感,需要特別注意防止次諧波振蕩。

圖3 DCM中的關鍵電路波形

設計方程

對于DCM操作,方程1滿足涉及電感器存儲能量的關系:

我在哪里 PK 是峰值電感的電流,是轉換器的效率。峰值電感電流等于方程2:

從以下兩個方程中,方程3用下列方式表示了責任周期(d):

自V以來 在…中 電感器上的電壓是不是 PK 是不是電感電流在任務周期D結束時,用方程2代替方程3,產(chǎn)生方程4和5:

平均負載電流是由方程6和方程7的幾何關系確定的:

將方程2替換為方程7提供了方程8:

這一期間的剩余部分被定義為D'',即當能量轉移到C2和剩余的電感電流放電到零(方程9)時:

圖4 給出了一個用雙電壓器實現(xiàn)該轉換器的示意圖,它允許每個功率級組件的電壓應力等于全輸出電壓的一半。這提供了更廣泛的組件選擇。在這個應用程序中,電感被計算為輸出電壓的一半,但是是負載電流的兩倍。

圖4 帶雙電壓和平移電流鏡的感應驅動逆變電荷泵

該轉換器提供了一個小型的單感應器解決方案,以產(chǎn)生一個大的負電壓。此外,它允許使用一個廉價的地面參考提升控制器來驅動一個n通道FET。