許多電源，尤其是離線電源，都需要較低的待機功耗。對于低于 100 W 的功率水平，最具成本效益的隔離拓撲是反激式，因為它需要的組件最少。反激式轉(zhuǎn)換器通常會產(chǎn)生多個次級輸出，這需要相對精確的調(diào)節(jié)。本文將描述在實現(xiàn)良好調(diào)節(jié)的輸出電壓的同時仍實現(xiàn)低待機功耗的挑戰(zhàn)。

低功率AC/DC反激式電源廣泛應用于電機驅(qū)動和電器等工業(yè)應用，因為它們可以實現(xiàn)良好的電壓調(diào)節(jié)和低待機功耗。隔離式低功耗設計的典型應用通常需要多個輔助輸出。圖 1顯示了從通用輸入(85 V AC至 265 V AC )生成輸出 V OUT1和 V OUT2的反激式拓撲示例。變壓器 T1 在交流電源線(市電)和負載之間提供電流隔離。輔助繞組 AUX 為初級側反激式控制器供電。

圖 1多輸出反激式的簡化原理圖，可在交流電源線和負載之間提供電流隔離。

如何降低待機功耗

讓我們簡要回顧一下已知的降低待機功耗的技術。待機功率主要取決于循環(huán)能量、啟動電路、緩沖網(wǎng)絡和最小負載要求。降低空載開關頻率并使用有源啟動電路和齊納緩沖器網(wǎng)絡而不是電阻電容二極管緩沖器可以降低待機功耗。不幸的是，其他電路特性也會增加待機損耗。因此，提前制定一項策略有助于保持較低的待機功耗。

電源設計人員面臨的主要挑戰(zhàn)之一是不可能構建理想的電路，因為任何實際的電路板都必須處理寄生電容和電感以及系統(tǒng)中的噪聲。

當生成兩個或多個隔離輸出時，這些挑戰(zhàn)會變得更加嚴重，如圖 1 所示。通常，電壓控制環(huán)路僅調(diào)節(jié)一個輸出;但通常情況下，電壓控制環(huán)路僅調(diào)節(jié)一個輸出。變壓器繞組的耦合半調(diào)節(jié)另一個輸出。圖 2顯示了一個輸出的調(diào)節(jié)。外部誤差放大器 (U1)通過電阻分壓器(R high1、 R low1 )連接至輸出 V OUT2。光耦合器有助于將誤差信號傳輸?shù)匠跫墏取?

圖 2連接到 V OUT2的外部誤差放大器原理圖顯示了一個輸出的調(diào)節(jié)。

由于變壓器繞組的耦合，另一個輸出 V OUT1 (3.3 V) 僅是半調(diào)節(jié)的。但是，在輕載或空載條件下的待機模式下會發(fā)生什么情況呢?為了回答這個問題，請考慮圖 3 ，它顯示了 V OUT1 (3.3 V) 和 V OUT2 (12 V)的次級繞組電壓(也稱為次級開關節(jié)點)。

圖 3在輕載或空載條件下，次級側開關節(jié)點的過沖可能是一個挑戰(zhàn)。

您可以輕松識別超調(diào)，然后在接通時間結束后振鈴。基本上，初級開關節(jié)點的過沖會反映到次級側。在輕載或空載條件下，這種過沖可能是一個挑戰(zhàn)，特別是對于未穩(wěn)壓輸出而言，因為它通過輸出二極管 D1 和 D2 為輸出電容充電，如圖 1 所示。過沖可能導致未穩(wěn)壓輸出電壓升至非常高的價值。

意外過沖和振鈴的主要原因是什么?這是功率級和電路板的寄生效應，包括變壓器的漏感。漏感是由變壓器中不與其他繞組耦合的一個繞組的磁通量引起的。該能量消散到變壓器外部并發(fā)生過沖。圖 4顯示了主開關節(jié)點電壓，它基本上是金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET) 的漏極至源極電壓。

圖 4主開關節(jié)點是 MOSFET 的漏極至源極電壓。

變壓器漏感的影響

既然您已經(jīng)了解了過沖如何對輕負載的交叉調(diào)節(jié)產(chǎn)生不利影響，那么問題就出現(xiàn)了：為什么不將其強力鉗位呢?通常，緩沖器鉗位電路將過沖電壓限制在一定水平。鉗位電路吸收存儲在變壓器漏感中的能量，并且根據(jù)鉗位電壓的值，還將吸收一小部分磁化能量。隨著鉗位電壓下降，鉗位中損失的能量迅速增加。

由于能量損耗較高，因此必須允許一定的開關節(jié)點電壓過沖。最小過沖主要取決于漏感。使用現(xiàn)有變壓器，不可能將過沖限制在每個預期水平。在訂購定制變壓器樣品之前，您必須考慮優(yōu)化的變壓器結構。目標應該是最小化漏磁電感與磁化電感的比率。

漏感很大程度上取決于物理繞組的幾何形狀。一般來說，有兩個變化會減少漏感：減小初級和次級繞組之間的電介質(zhì)間距以及增加它們之間重疊的表面積。因此，使用交錯繞組結構和更寬的繞線管并將各層進一步移到一起將導致低漏感。不幸的是，需要權衡。這些變化通常涉及增加寄生繞組間電容，從而增加共模電磁干擾。因此，您應該從一開始就與變壓器制造商密切合作，以找到優(yōu)化的變壓器結構。

現(xiàn)在，讓我們再次看看生成兩個輸出的設計：3.3 V (V OUT1 ) 和 12 V (V OUT2 )。某些應用需要對較低輸出電壓進行更嚴格的調(diào)節(jié)，因為它通常需要較小的容差。假設 V OUT1 (3.3 V) 將被調(diào)節(jié)，而較高的輸出電壓 V OUT2 (12 V) 將保持不受調(diào)節(jié)。因此，V OUT1被調(diào)節(jié)至3.3V，而變壓器繞組的匝數(shù)比決定V OUT2。即使在輕負載下，這種配置也適用于具有低寄生效應(包括低漏感)的系統(tǒng)。

然而，如果漏感很大，繞組的耦合很差，過沖也很大，那么交叉調(diào)節(jié)就不再好，因為變壓器繞組電壓比不再與繞組匝數(shù)比成正比。因此，V OUT2可以非?？焖俚厣仙?，很容易變?yōu)轭A期水平的兩倍甚至更大。電阻器或齊納二極管會限制電壓，但也會顯著增加待機功耗。因此，您需要考慮其他可能性。

因此，調(diào)節(jié)較高的輸出電壓V OUT2可能會有所幫助，而不是調(diào)節(jié)較低的輸出電壓。如果未調(diào)節(jié)的輸出V OUT1通常不超過V OUT2的值，則原則上低壓輸出最多可以達到高壓輸出的電平。這意味著在某些情況下，調(diào)節(jié)較高的電壓是有利的，因為這樣做將在系統(tǒng)中保持較低的絕對最大電壓。

與往常一樣，需要進行權衡，因為對不受監(jiān)管的輸出的監(jiān)管會更差。一種折衷方案是同時調(diào)節(jié)兩個輸出，如圖5所示。只要您不需要輸出之間的隔離，這種方法就很有效，但有一個缺點，因為無法以非常高的精度調(diào)節(jié)任何輸出。

圖 5該原理圖顯示了連接到 V OUT1和 V OUT2 的外部誤差放大器。

另一種替代方案是采用一個輸出的內(nèi)環(huán)路(連接到光耦合器的陽極)和另一個輸出的外電壓環(huán)路，以實現(xiàn) V OUT2的精確調(diào)節(jié)并在一定程度上改善調(diào)節(jié)性能。由于最終調(diào)節(jié)在很大程度上取決于功率級組件和布局的寄生電容和電感，因此建議在實驗室中評估替代方案。

現(xiàn)代反激式控制器

現(xiàn)代反激式控制器可以實現(xiàn)非常低的待機功耗，因為脈寬調(diào)制算法可以改變開關頻率和初級電流，同時保持不連續(xù)導通模式。該算法降低了輕負載的開關頻率和峰值電流。借助現(xiàn)代反激式控制器，某些應用甚至可以實現(xiàn)低于 20 mW 的待機功耗。然而，在設計電源時，必須避免導致功耗增加的因素。

為了實現(xiàn)低待機功耗，必須通過使用有源啟動電路降低開關頻率和初級峰值電流以及減少次級側預負載電阻來減少每個周期從輸入獲取的能量。良好的布局還可以降低系統(tǒng)中的噪聲，而初級和次級開關節(jié)點的合適緩沖網(wǎng)絡可以進一步降低噪聲和過沖。最后，不要忽視變壓器;除了控制器之外，它是電源中最重要的部分。