引言

運動控制系統(tǒng)為了監(jiān)視或控制機構的運行狀態(tài),常需驅動執(zhí)行機構的伺服驅動器將電機編碼器位置信息分頻后,以正交脈沖的形式實時反饋給上位控制系統(tǒng)。對于脈沖型伺服驅動器,這是常用的方法:對于總線型伺服驅動器,雖然可以通過總線接口向上位控制系統(tǒng)反饋位置信息,但應用中也存在不足之處:一方面,要求上位控制系統(tǒng)總線接口必須與伺服驅動器總線接口相同或者兼容,另一方面,總線通信周期相對伺服控制周期來說較長,且存在較大通信抖動,對于全閉環(huán)控制難以獲得理想的性能,所以仍然需要將編碼器數值分頻后通過正交脈沖接口實時反饋到上位控制器。

分頻輸出采用的硬件平臺,一般基于CPLD或FPGA來實現(xiàn),這就需要在伺服系統(tǒng)中增加額外的邏輯單元,會增加成本和系統(tǒng)復雜度。

本文方法,硬件上采用MCU芯片自帶的兩個定時器外設單元:一個定時器利用PwM功能,生成一對頻率可變、占空比為50%的正交脈沖信號:然后將分頻輸出的正交脈沖信號連接到第二個定時器的編碼器接口,對輸出信號進行測量,形成反饋:將分頻輸出脈沖指令信號與反饋信號比較后,利用鎖相環(huán)跟隨指令信號,形成對分頻輸出的自動控制。

本設計充分利用微處理器豐富的定時器外設,控制上采用鎖相環(huán)跟隨編碼器輸入信號,在不使用可編程器件的情況下,實現(xiàn)低成本的35～32767范圍內任意整數分頻輸出,經仿真和實驗驗證可達到設計要求。

1分頻輸出正交脈沖的方案設計及實現(xiàn)

1.1設計原理

伺服電機位置反饋采用多摩川17位Rs485總線式絕對式編碼器,單圈分辨率為131072。分頻輸出正交脈沖分辨率為35～32767。系統(tǒng)設計框圖如圖1所示。

編碼器實時角度9e與反饋的正交脈沖角度9q'比較后形成角度差Ao,經比例放大疊加編碼器速度后形成速度信號oe。oe經頻率計算后得到正交脈沖頻率oq,然后通過正交脈沖發(fā)生器產生占空比為50%的脈沖信號。

此信號經正交脈沖檢測器檢測積分后形成正交脈沖的角度值θq,再經角度計算后,形成正交脈沖反饋角度θq'。

當編碼器角度θe與正交脈沖角度θq'同相位,那么角度差A9為0,正交脈沖輸出頻率正比于編碼器速度:當電機加速時,編碼器角度θe超前正交脈沖角度θq',相位差A9增加,導致oe增加,正交脈沖頻率oq增加,最終使得反饋角度θq'相位增加,這樣相位差A9將會減小:當電機減速時,編碼器角度θe滯后正交脈沖角度θq',相位差A9減小,導致oe減小,正交脈沖頻率oq減小,最終使得反饋角度θq'相位減小,這樣相位差A9將會增加。整個調節(jié)過程為反饋控制方式[4],無論電機處于何種運行狀態(tài),系統(tǒng)總能將相位偏差降低,且積分環(huán)節(jié)可使穩(wěn)態(tài)偏差消除,使分頻輸出角度始終跟隨編碼器角度。

1.2正交脈沖發(fā)生器

正交脈沖由工作于非對稱PwM模式的定時器產生,其由正交的A、B兩相脈沖和表示零位的Z相信號組成,且三個信號之間有一定的相位要求和占空比要求[5]。定時器在該模式下生成的兩個中心對稱PwM信號間允許存在可編程相移。當定時器向上計數時,若定時器值小于比較寄存器值CCR1,則輸出高電平:反之,輸出低電平。當定時器向下計數時,若定時器值大于比較寄存器值CCR2,則輸出低電平:反之,輸出高電平。正交脈沖輸出過程如圖2所示。

脈沖頻率/p由計數器的重載寄存器ARR和定時器的16位預分頻器PsC確定,如式(1）所示:

式中:/ck一in為定時器輸入時鐘。

由圖2可知,綜合調節(jié)比較器CCR1～CCR4的值,即可改變兩路PwM脈沖的占空比和相位。脈沖A與脈沖B要求占空比為50%、相位差90o,可固定脈沖A與定時器三角波中心對稱,只調節(jié)脈沖B的相位。各比較寄存器

值計算如下:

1.3正交脈沖檢測及Z信號生成

1.3.1正交脈沖的檢測

將輸出的正交脈沖信號A與B分別連接到第二個定時器TIM2的編碼接口TI1、TI2,并配置為編碼器接口模式。此時,它相當于帶有方向選擇的外部時鐘,在兩路信號的每個邊沿進行計數。當A相超前B相時遞增計數,B相超前A相時遞減計數,因此其計數值始終表示正交脈沖的位置信息,計數方向對應于旋轉方向。工作過程如圖3所示。

圖3正交脈沖檢測

1.3.2產生零位脈沖Z信號

Z信號與A相、B相脈沖有一定時序和精度要求,且Z信號的正脈寬要求為90o。為達到此要求,采用定時器TIM2的輸出比較功能輸出脈沖寬度為1個時鐘寬度的信號作為Z信號。首先,將TIM2重載寄存器TIM2ARR設置為分頻脈沖的分辨率Ro,如此,當向上計數達到該值時,定時器將從0開始重新計數,并產生更新事件。其次,打開定時器TIM2溢出中斷,當中斷發(fā)生時,強制輸出Z信號為低電平。最后,在向上計數時設置比較寄存器值為1,向下計數時設置比較計數器值為Ro-1,當比較匹配時,Z信號設置為自動翻轉。

1.4鎖相環(huán)

鎖相環(huán)的作用是穩(wěn)定分頻輸出的角度,即正交脈沖的個數,實時跟蹤電機編碼器角度值。鎖相環(huán)結構圖如圖4所示,由負反饋調整回路實現(xiàn)。

鎖相環(huán)角度輸出如下:

式中:speede為編碼器速度:Rq為分頻輸出脈沖分辨率:9e為編碼器角度:oq為正交脈沖頻率:億p11為鎖相環(huán)比例環(huán)節(jié)增益。其中,角度9e和9q以標幺值計算,用數字0～1表示09～3609:speede單位為Hz,1Hz表示旋轉速度為12/r。

比例環(huán)節(jié)增益億p11應盡量大,以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應,有利于快速跟隨輸入信號:但同時也要足夠小,以減少輸出頻率抖動引發(fā)的干擾。其值可通過仿真和調試進行合理選取。

2分頻輸出脈沖自動控制仿真與實驗驗證

2.1控制系統(tǒng)的Simulink仿真

系統(tǒng)stim1tun模型如圖5所示。正交脈沖發(fā)生器模塊0EРPeue2gat2是利用stim1tun基本模塊單元搭建的,用于模擬oMU定時器外設產生正交Рwo:正交脈沖檢測模塊0EРdeaecat2用于模擬oMU定時器編碼器接口進行正交脈沖計數:其他比例、積分模塊采用標準的stim1tun模塊實現(xiàn)。

通過調節(jié)億p11值觀察模型的階躍響應,以初步找出億p11的合適范圍,為實驗驗證提供較為準確的值,階躍響應如圖6所示。系統(tǒng)采樣頻率10nHz,仿真時長0.1r,在0.01r編碼器速度由02/itu變化至6002/itu,角度誤差經過0.02r收斂至穩(wěn)定值。經仿真比較,隨著增益億p11增大,收斂逐漸加快:當億p11大于0.4時,會出現(xiàn)超調且能夠收斂:當億p11等于1.0時,系統(tǒng)出現(xiàn)震蕩且無法收斂。為減少系統(tǒng)震蕩,將系統(tǒng)調節(jié)為過阻尼狀態(tài)。根據調參仿真,億p11以不大于0.4為好。

圖6系統(tǒng)階躍響應圖

2.2實驗驗證

2.2.1實驗平臺與實驗方法

采用四橫電機sH660系列220V/400w交流伺服驅動器作為實驗平臺(圖7）來驗證本文所提分頻輸出方法。伺服電機安裝17位多圈絕對式編碼器,額定轉速3000r/min,設置分頻輸出4倍頻后分辨率為10000。分頻正交脈沖由MicsigsTo1104C示波器采樣,脈沖計數由J-scope采樣并顯示。實驗操作使用四橫電機公司的伺服系統(tǒng)調試軟件shMotion,利用調試軟件位置點動功能,設定點動脈沖數位20000,單圈脈沖數10000,最高速度設定為600r/min。調試軟件啟動位置點動功能后,伺服電機以設定速度先反向運轉720°再正向運轉720°,用示波器和J-scope同時采集分頻輸出脈沖,對設計方法進行驗證。

圖7實驗平臺

2.2.2正交脈沖相位驗證

正向旋轉波形如圖8所示,可以看出,正交脈沖A相超前B相90°,頻率為25kHz。修改點動脈沖數位-20000,反向旋轉波形如圖9所示,可以看出反向運轉時B相超前A相90°,頻率為25kHz。根據實驗結果,分頻輸出信號特征符合產品要求。

圖8正向旋轉

圖9反向旋轉

2.2.3分頻輸出脈沖位置跟隨性驗證

J-scope采集位置跟隨波形如圖10所示,在反向旋轉時,分頻輸出脈沖信號跟隨編碼器脈沖以下降鋸齒波的形式在0～10000之間變化。

圖l0位置跟隨波形

在完成反向運動20000個脈沖后,電機減速停止到初始位置,開始正向運動。正向運動時,分頻輸出脈沖跟隨編碼器脈沖以上升鋸齒波的形式在0～10000之間變化,完成正向運動20000個脈沖?？梢钥闯?分頻輸出角度能夠較好地跟隨編碼器角度。

3結語

綜上所述,本文介紹了一種基于定時器和鎖相環(huán)實現(xiàn)伺服系統(tǒng)可變整數分頻輸出的方法,使用微控制器兩個定時器外設,控制方法上采用比例積分環(huán)節(jié)構成鎖相環(huán),無須CPLD或FPGA器件,在伺服系統(tǒng)原有的MCU上就可實現(xiàn),具有明顯的成本優(yōu)勢。通過仿真和實驗,在伺服系統(tǒng)5000r/min速度范圍內,該方法可實現(xiàn)產品要求的35～32767任意整數分頻。該方法在低速范圍內還可提供倍頻輸出,但囿于定時器PwM的輸出頻率,高速倍頻會受到限制。