引言

隨著現(xiàn)如今新設備和分布式電源的飛速發(fā)展,所需要的直流電源模塊越來越多,對直流系統(tǒng)性能要求也逐漸提高。DC-DC電路具有更高的穩(wěn)定性,同時作為在能量變換中不可或缺的單元也得到了更廣泛的應用。通過DC-DC電路可將電壓變換到一定范圍,然后輸出給后級的用電設備。但DC-DC電路在進行電流控制時會受到其采樣頻率的影響,在帶載較小、電感電流出現(xiàn)斷續(xù)的情況下,會出現(xiàn)電流誤差偏大,電流采樣不連續(xù)的問題。

本文針對傳統(tǒng)變換器采樣電流誤差較大的問題,首先分析了Buck變換器的工作模式,在不同模式下對電感平均電流進行推導計算:然后結合工程實際應用提出了采用分段校準來獲取平均電流采樣值的方法:最后通過實驗平臺驗證了所提方法的有效性。

1工作模式分析

以Buck變換器為例進行說明,圖1所示為Buck變換器的電路拓撲。

圖1中,Uin為輸入電壓,Uo為輸出電壓,s為開關管,D為二極管,C為電容,L為電感,R為負載。通過調節(jié)開關管s通斷,實現(xiàn)對輸出電壓的控制。一般Buck工作模式可以分為斷續(xù)導通模式（DCM）、臨界導通模式（BCM）及連續(xù)導通模式（CCM）,下面對這幾種工作模式分別進行分析。

圖2所示為CCM模式下開關管驅動電壓與電感電流波形,ug為開關管驅動電壓,iL為電感電流,當Buck工作于CCM模式,開關管導通時電感電流上升,關斷時電流下降,且一個開關周期中,開通與關斷時間內電流變化量相等。

圖3為DCM模式下開關管驅動電壓與電感電流波形,11時刻,開關管導通,電感電流上升,電感儲能:12時刻,開關管關斷,電感電流下降,電流通過二極管D續(xù)流釋放能量。與CCM模式不同,在DCM模式下,電感電流在13時刻就已經降到0,13一14時刻,輸出能量完全由電容提供。同理,BCM模式下電感電流在14時刻下降為0。

2Buck平均電流采樣方法分析

2,1CCM模式平均電流采樣

平均值采樣是一種較為常見的采樣方式,可在開關周期任意時刻采樣。圖4所示為平均值采樣的配置方式,當計數(shù)器值等于0時,電感電流值正好為一個周期內的平均電流,此時觸發(fā)采樣,采樣值即可作為變換器輸出電流平均值,直接傳輸?shù)江h(huán)路計算,用于變換器的控制。

2.2DCM模式平均電流采樣

當變換器工作于DCM模式時,采集到的上升沿中點電流不等于單周期內電感平均電流,此值直接用于環(huán)路控制時,會導致采樣電流與輸出電流不一致,存在較大偏差,并且由于采樣值與實際值之間沒有線性關系,必須通過一定的計算矯正方式獲取平均電流采樣值。下面分析DCM模式下平均電流的計算方法。

根據(jù)電荷平衡的原理,一個周期內輸出電容增加的電

荷Q+與減少的電荷0-相同,電容上增加的電荷由電感電流決定,減少的電荷由負載決定,因此可得:

公式（8）可作為DCM模式下電感平均電流的計算方式。特殊情況下,當變換器工作于連續(xù)方式時,根據(jù)Buck變換器的工作原理,D!=I,輸出平均電流為峰值電流的一半,即imax/2,與理論平均電流計算值一致。

2.3電流采樣分段矯正

實際應用時,由于硬件采樣誤差及延時,若公式（8）直接用于采樣電流的計算矯正,極易導致實際輸出電流與矯正后的采樣電流值存在偏差。例如,由于輸入電壓和輸出電壓的采樣誤差,即使變換器工作于連續(xù)模式時,也可能存在|D!-I|=g>0的情況,其中'的值代表電壓采樣誤差量的大小,其值越大,表示采樣誤差越大。此外,由于電流采樣本身存在一定偏差,僅采用公式（8）進行平均電流校準時難以滿足精度要求,可以通過其他方法來提高采樣精度。

因為小電流時硬件采樣精度低,而電流越大,采樣值越精確,為了提高電流在斷續(xù)時的采樣精度,變換器工作于斷續(xù)模式時,采樣方式由常用的上升沿中點采樣改為峰值采樣,以獲取更高的采樣精度。

此外,由于斷續(xù)和連續(xù)時平均電流計算方式不同,導致其產生誤差的原因不同,如果直接在公式（8）的基礎上乘以矯正系數(shù),難以在整個區(qū)間段滿足采樣精度要求,甚至在某些區(qū)域會導致偏差擴大化。根據(jù)實驗情況,提出采用連續(xù)區(qū)和斷續(xù)區(qū)分開矯正的方法解決此問題,分開校準的關鍵點在于斷續(xù)點與連續(xù)點的區(qū)分,如果區(qū)間判斷錯誤,采用錯誤的校準方式,得到的結果自然也會偏離。文獻[5]在判斷電感是否處于斷續(xù)模式時,采用電感脈動電流AI與輸出電流Io作比較來進行區(qū)分,此種判斷方法需要采集輸出電流,但是工業(yè)中為了降低成本,一般不對輸出電流進行采樣,因此這種電流斷續(xù)的判斷方法不適合本文應用。

針對上述問題,改進后的采樣方式如圖5所示,以DCM模式為例,計數(shù)器工作于增減計數(shù)模式,計數(shù)器上升沿等于CMPA時進行峰值電流采樣,記為imax:計數(shù)器下降沿等于CMPB時進行最小電流采樣,記為imin。其中,imax用于提高電流采樣精度,imin用于判斷Buck變換器工作模式。

由于硬件采樣延時,電流的采樣值與實際值必定存在一定偏差,考慮到CMPB僅用作采樣,而不用于發(fā)波,因此可以適當調整CMPB的值,使采樣值與實際值盡可能對應,有利于增加小電流判斷的準確性。但是,上述調整采樣點的方法,僅僅在一定程度上提高了電感電流采樣精度,并不能完全解決平均值采樣問題,考慮到斷續(xù)和連續(xù)模式采樣的線性度差異,提出采用斷續(xù)區(qū)與連續(xù)區(qū)分開校準、臨界處采用插值校準的方式。

對提出的校準方法說明如下:

Buck變換器工作于斷續(xù)模式時,采用公式(8）計算輸出電流,并在此基礎上乘以校準系數(shù)k1,則斷續(xù)模式下的校準曲線表達式為:

連續(xù)模式下可以認為D'=1,則平均電流值為峰值采樣電流的一半,在此基礎上乘以校準系數(shù)k2,則連續(xù)模式下校準曲線可簡化為:

k1與k2僅對曲線斜率進行微調,imax為電感峰值電流,imid為電感電流上升到中點時采樣值,即平均電流。需要注意的是,采用斷續(xù)模式及連續(xù)模式分別校準的方法后,雖然可以在采樣電流完全斷續(xù)或者完全連續(xù)的情況下大幅提高采樣精度,但是當變換器工作于斷續(xù)與連續(xù)的臨界點時,采樣值按任一區(qū)間處理都可能使采樣誤差擴大化,必須對采樣電流進行特殊處理。根據(jù)實驗結果驗證,只需采用平均值插值的方法,即可解決臨界點采樣誤差的問題。

具體實施方法如下:

(1）當采樣電流imin>0.5時,認為變換器工作于連續(xù)模式,平均電流采樣值iavg=iccm。

(2）當采樣電流imin<0.5時,認為變換器工作于斷續(xù)模式,平均電流采樣值iavg=idcm。

(3）當采樣電流imin=0.5時,認為變換器工作于臨界導通模式,平均電流采樣值iavg=(iccm+idcm）。

3實驗驗證

為驗證所提平均電流校準方式的可行性,實驗室搭建了30kw的6相交錯并聯(lián)Buck變換器,實驗參數(shù)為:輸入電壓350V,輸出電壓240V。

3.1中點電流采樣矯正

平均電流采樣法實驗結果如表1所示,表中io為實際輸出電流,iL1為電感電流上升到中點時的采樣值,iadj1為校準后的采樣值:校準方式為單點校準,校準系數(shù)k等于負載20A處輸出電流除以采樣電流,則校準后采樣值為:

由表1可知,在電感電流連續(xù)的情況下,僅采用單點校準的方式即可獲得較好的電流采樣精度。但是當輕載電感電流不連續(xù)時,采樣值并不等于平均電流,實際輸出電流與采樣電流會存在較大的偏差,輕載電流采樣精度低。3.2平均電流計算矯正

表2為采用平均電流計算矯正法所得結果,采樣方式

為峰值電流采樣。iL2為峰值電流采樣值,iadj2為對iL2值進行斜率校準后的值,校準點選取在負載電流10A處。

由表2可知,僅用校準公式,在不進一步進行斜率校準的情況下,輸出電流采樣矯正值在全范圍存在較大采樣誤差。此外,在輕載時采用單點斜率校準的方法,可以獲得較好的采樣精度,校準后的值為iadj2,但是此值在重載時與實際輸出電流存在一定誤差。

3.3分段校準法

表3為采用分段校準方法的實驗測試結果,其中iadj3為校準后的采樣電流。采用分段校準的方法后,電流采樣精度在全范圍內都大幅提高,在電感電流連續(xù)與斷續(xù)的分界點,約負載14A處,采樣值與實際負載電流值誤差也在1A以內,實驗證明了此方法的可行性和有效性。

4結語

本文對電感電流在不同模式下的電流采樣結果進行了分析,提出了一種在電流斷續(xù)模式下的采樣方法,同時考慮實際應用中的誤差,對采樣的結果分段進行校準,提高了電流采樣的精度,并通過實際實驗測試了在使用此方法后對采樣電流有改善,驗證了此方法的有效性。