1 摘要

一般情況下，在較高功耗應(yīng)用中需要采用全線電源并減少線電流諧波 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的數(shù)量。在這些高功耗應(yīng)用中，交錯(cuò)式 PFC 級(jí)可縮小電感的占用空間，同時(shí)降低輸出電容器紋波電流。這些功能通過消除隨著交錯(cuò)式運(yùn)行而產(chǎn)生的電感紋波電流而得以實(shí)現(xiàn)。上述應(yīng)用手冊(cè)回顧了 350-W、兩相交錯(cuò)式功率因數(shù)校正 (PFC) 預(yù)調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)理念。此種電源轉(zhuǎn)換器通過使用 UCC28528 PFC/PWM 控制器以及用于交錯(cuò)兩個(gè)功率級(jí)的 UCC28220 交錯(cuò)式 PWM 控制器實(shí)現(xiàn)了 PFC 功能。另外，該電源轉(zhuǎn)換器還具有一只 2-W 的輔助偏置電源，用以向轉(zhuǎn)換器柵極驅(qū)動(dòng)和 PWM/PFC 電路供電。完整的設(shè)計(jì)原理圖如圖 7 和圖 8 所示。

2 交錯(cuò)式 PFC 升壓預(yù)調(diào)節(jié)器的優(yōu)勢(shì)評(píng)價(jià)

圖 1 顯示了一款兩相交錯(cuò)式升壓轉(zhuǎn)換器的功能原理圖。該交錯(cuò)式升壓轉(zhuǎn)換器只不過是兩個(gè)異相 180 度運(yùn)行的升壓轉(zhuǎn)換器。輸入電流為兩只電感電流 IL1 和 IL2 之和。由于電感紋波電流為異相，所以它們彼此抵消了自身的輸出，并降低了由升壓電感產(chǎn)生的輸入紋波電流。最佳的輸入電感紋波電流消除是在占空比為 50% 時(shí)。輸出電容器電流為兩個(gè)二極管電流（I1 + I2）之和，再減去 DC 輸出電流。這樣，作為占空比的一個(gè)函數(shù)，則降低了輸出電容器紋波電流 (IOUT)。當(dāng)占空比分別接近 0%、50% 和 100% 時(shí)，兩個(gè)二極管電流之和則達(dá)到了直流值。在任一最佳工作點(diǎn)時(shí)，輸出電容器只須過濾電感紋波電流。

圖 1 交錯(cuò)式升壓級(jí)

2.1 以占空比函數(shù)的形式降低輸入紋波電流

下列方程式表明了輸入紋波電流與電感紋波電流之間的比值 (K(D)) 是如何隨著占空比的變化而變化的。圖 2 所示為 (K(D)) 隨著占空比變化而變化的情況。需要引起重視的是，當(dāng)為交錯(cuò)式升壓轉(zhuǎn)換器選擇電感時(shí)，我們要記住輸入紋波電流的這些變化。這是因?yàn)?PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的占空比并非一成不變，而是隨著線電壓的變化而變化的。

輸入電流/電感紋波電流與占空比的關(guān)系

圖 2 輸入紋波電流降低

在 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器中，占空比 (D(θ)) 并非一成不變，而是隨著線電壓 (Vin(θ)) 的變化而變化。一般應(yīng)用的占空比變化值可以為非常大的數(shù)值。占空比的這種變化可以通過對(duì)設(shè)計(jì)用于 85V 至 265V 常用輸入（帶有 385V 直流輸出調(diào)節(jié)）轉(zhuǎn)換器的評(píng)估而得出。在低線壓時(shí)，占空比 (D1(θ)) 在 100% 和 68% 之間變化；而在高線壓時(shí)，占空比 (D2(θ)) 在 100% 和 2% 之間變化。在整個(gè)線路循環(huán)中，并不是要完全地消除電感紋波電流。然而，對(duì)一個(gè)給定的電感而言，大幅降低輸入紋波電流就足夠了。在本例中，紋波電流的最大值將出現(xiàn)在低線壓（占空比為 68%）達(dá)到峰值時(shí)。而在此占空比時(shí)，輸入端的電感紋波電流值將為 55%。

占空比與相位角度的關(guān)系

圖 3 常用 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的占空比變化

2.2 磁量 (Magnetic Volume) 削減評(píng)估

消除電感紋波電流可使設(shè)計(jì)人員削減升壓電感的磁量。這是因?yàn)閮芍唤诲e(cuò)式電感的儲(chǔ)能要求只是設(shè)計(jì)用于相同功率電平、轉(zhuǎn)換頻率和電感的單級(jí)預(yù)調(diào)節(jié)器的一半。

升壓電感的削減量可通過如下方法計(jì)算得出：在給定電感的情況下，將單級(jí) PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器 (WaAcSINGLE) 所要求的電感面積乘積與兩相交錯(cuò)式預(yù)調(diào)節(jié)器電感 (WaAcINTERLEAVED) 所要求的面積乘積進(jìn)行對(duì)比。電感 (L)、電感 RMS 電流(IRMS)、電流密度 (CD) 以及磁通密度 (B) 的準(zhǔn)確數(shù)值并不要求在面積乘積中反映出削減量。

交錯(cuò)式總面積乘積（2 X WaAcINTERLEAVED）與單級(jí)預(yù)調(diào)節(jié)器面積乘積的比值為 0.5。這種結(jié)果顯示：交錯(cuò)式實(shí)現(xiàn)了 50% 的面積乘積削減，從而導(dǎo)致升壓磁量出現(xiàn)大幅削減。

如果以這種方式設(shè)計(jì)交錯(cuò)式 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器，那么就不會(huì)增大 EMI 濾波器的尺寸。通常的設(shè)計(jì)實(shí)踐就是在低于 150 kHz 的 EMI 頻帶范圍選擇電源轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換頻率。轉(zhuǎn)換頻率的二次諧波將會(huì)是基頻的兩倍，極可能處于 EMI 頻帶范圍之內(nèi)。為此，需要對(duì)其進(jìn)行濾波以滿足規(guī)范的要求。將兩只預(yù)調(diào)節(jié)器交錯(cuò)在輸入端將會(huì)出現(xiàn)單相轉(zhuǎn)換頻率兩倍的轉(zhuǎn)換頻率。這就意味著轉(zhuǎn)換器的基頻轉(zhuǎn)換頻率極有可能被推入 EMI 的頻帶范圍，并達(dá)到各級(jí)轉(zhuǎn)換頻率的二次諧波值。然而，輸入紋波電流被降低到了 2 倍。這不會(huì)對(duì) EMI 濾波器產(chǎn)生任何額外的限制。

2.3 以占空比函數(shù)的形式降低輸出電容器的紋波電流

圖 4 所示為以占空比函數(shù)的形式，顯示單級(jí)升壓轉(zhuǎn)換器的電容器額定輸出 RMS 電流 (ICOUT(single)(D)) 以及兩相交錯(cuò)式升壓轉(zhuǎn)換器的電容器額定 RMS 電流 (ICOUT (D))。圖 4 表明了在相同的功率電平下，兩相交錯(cuò)式輸出電容器紋波電流是傳統(tǒng)單級(jí)升壓轉(zhuǎn)換器的一半。RMS 電流的降低則可降低由電容器 ESR 損耗所導(dǎo)致的發(fā)熱量，從而降低電氣強(qiáng)度。

增益/相位與頻率的關(guān)系

圖 4 額定的輸出電容紋波電流

3 設(shè)計(jì)評(píng)價(jià)

電源設(shè)計(jì)要求如表 1 所示。請(qǐng)注意：該 350-W PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器是基于德州儀器 (TI) 用戶指南文獻(xiàn)編號(hào) SLUU228 中的 TI 評(píng)估板 HPA117（可從 TI 訂購獲?。┒O(shè)計(jì)的。如欲了解詳情，敬請(qǐng)?jiān)L問 www.ti.com。另外，還需說明的是，本應(yīng)用手冊(cè)中所提及的設(shè)計(jì)是基于典型值設(shè)計(jì)的。在實(shí)際的生產(chǎn)環(huán)境中，必須對(duì)最惡劣的情況進(jìn)行分析。

表 1 設(shè)計(jì)要求

參數(shù)

最小值

典型值

最大值

V_IN

85 V RMS

110 或 230 VRMS

265 V RMS

V_OUT

374 V

390 V

425 V

V_RIPPLE

30 V

350 W 時(shí)的電流 THD

10%

350 W 時(shí)的 PF

0.95

滿負(fù)載效率

90%

f_S

100 kHz

保持要求 (t_HOLD)

20 ms

f_LINE

47 Hz

50 Hz

60 Hz

圖 5 功能結(jié)構(gòu)圖

3.1 升壓電感的選擇

Cooper Electronics 公司為我們的設(shè)計(jì)方案設(shè)計(jì)了200μH、CTX16-17309 升壓電感。

3.2 輸出電容的選擇 (COUT)

選擇輸出電容有三個(gè)至關(guān)重要的標(biāo)準(zhǔn)，它們分別是保持能量、輸出紋波電壓以及RMS 紋波電流。方程式 16 和方程式 17 用于選擇輸出電容。方程式 16 根據(jù)保持能量要求選擇輸出電容；而方程式 17 則根據(jù)輸出電壓 (VRIPPLE) 的要求，決定電容的大小。設(shè)計(jì)人員應(yīng)根據(jù)本設(shè)計(jì)方案選擇方程式 16 和方程式 17 中的最大計(jì)算值。

同時(shí)，應(yīng)根據(jù)電容器的容差，對(duì)其進(jìn)行減載 (de-rate) 運(yùn)行。下列方程式根據(jù)電容容差中 20% 的誤差以及電容器使用壽命 20% 的變化，減載運(yùn)行輸出電容器。

升壓電容器的 RMS 紋波電流可通過下列方程式計(jì)算得出。如果采用這些方程式，最好使用 MathCAD 或 MATLAB 設(shè)計(jì)工具。

3.3 FET 和二極管的選擇

為了滿足設(shè)計(jì)的效率要求 (η)，需要將功率預(yù)算 (PSEMI) 設(shè)置為 19 W。在半導(dǎo)體器件的選擇方面，總是需要進(jìn)行不斷嘗試，而且也會(huì)出現(xiàn)錯(cuò)誤。因此，往往需要多次嘗試，才能選擇到符合設(shè)計(jì)方案要求的半導(dǎo)體器件。

3.4 二極管選擇

為了減少轉(zhuǎn)換損耗，我們采用了 CREE CSD10060 SiC 整流器。整流器中二極管的反向恢復(fù)電流接近于零。采用如下方程式來計(jì)算二極管的損耗 (PDIODE)、二極管的峰值 (IDIODE(peak)) 和平均電流 (IDIODE)。式中 Vf 為升壓二極管的正向壓降。設(shè)計(jì)方案中的這些二極管每只將消耗大約 0.6 W (PDIODE) 的功耗，那么兩只二極管總共將消耗 1.2 W 的功耗。這樣使得升壓 FET 和輔助偏置電源將產(chǎn)生 17.8 W 的功率損耗。

3.5 根據(jù) RMS、峰值電流以及估計(jì)的 FET損耗選擇 FET

下列方程式用于估計(jì) FET RMS 電流 (IFET(rms))，而升壓 FET (PFET) 損耗又是基于該電流計(jì)算得出的。

總 FET 損耗的一部分為一個(gè) PWM 轉(zhuǎn)換周期中所產(chǎn)生的 Coss (COSS(avg)) 充電和放電損耗。COSS 隨著線電壓的變化而變化，其并不是一個(gè)線性函數(shù)。可采用如下方程式以及 FET 產(chǎn)品說明書中的數(shù)據(jù)來計(jì)算 COSS(avg)。COSS(spec) 為在規(guī)定的VDS 電壓 (VDS(spec)) 時(shí)測(cè)量得出的典型 COSS 值。本設(shè)計(jì)方案選用了一只 IRF840、8 A 500 V FET。估計(jì)的 COSS(avg) 值大約為 160 pF。

為了估計(jì) FET 開啟 (tON(delay)) 和關(guān)閉 (tOFF(delay)) 的延時(shí)情況，我們需要研究如下方程式以及圖 6 中 FET VGS 與 QG 的特性。

圖 6

在本設(shè)計(jì)方案中，F(xiàn)ET 估計(jì)損耗 (PFET) 為 5 W。而 FET 總損耗將達(dá) 10 W，加上 1.2 W 的二極管總損耗，那么半導(dǎo)體總損耗將達(dá)到 11.2 W，低于最初設(shè)定的 19 W 功率預(yù)算 (PSEMI)。

3.6 為 FET 選擇散熱片

由于二極管只消耗 0.6 W 的功耗，所以此種升壓二極管無需配置散熱片。然而， 可以使用要求采用散熱片的 FET 和如下方程式來計(jì)算所需散熱片的熱阻 (RθSA)。該方程式是基于 40℃ 的最大容許環(huán)境溫度 (TAMB)，以及從連接面至外殼的 IR840 熱阻 (Rθjc) 和從外殼至散熱片的 TO220 熱阻 (RθCS)（所有這些熱阻均可從 IRF840 產(chǎn)品說明書中查到）而確立的。在本設(shè)計(jì)方案中，我們選用了一只 AAVID 531202 散熱片來滿足 RθSA 的要求。

3.7 過壓保護(hù)和欠壓鎖定

OVP 功能和欠壓鎖定 (UVLO) 均由 UCC28220 管理。這是一只用來監(jiān)控升壓情況的簡單的比較器。有關(guān)這些閾值的設(shè)置信息可在 UCC28220 產(chǎn)品說明書中查到。在本設(shè)計(jì)方案中，OVP 設(shè)置為 425 V，而 UVLO 設(shè)置為 108 V。只有當(dāng) VOUT 達(dá)到 108 V 時(shí)，預(yù)調(diào)節(jié)器才開始進(jìn)行轉(zhuǎn)換。

3.8 峰值限流

峰值限流在 UCC28220 PWM 比較器的輸入端，由最大控制電壓 (VC) 進(jìn)行設(shè)置。式中“a”為電流感應(yīng)變壓器 T1 和 T2 的匝數(shù)比。峰值限流的跳變點(diǎn)設(shè)置為額定峰值電流的 130%，以保護(hù)升壓 FET。

VC = 1.8，VCTRL 最大設(shè)置為 3.0 V，以保護(hù) UCC28220 CTRL 引腳。

此方程式考慮了隨后添加的斜率補(bǔ)償。

在上電期間的 FET 峰值電流是正常運(yùn)行情況下 IPEAK 電流的兩倍。這是因?yàn)樾枰^大的斜率補(bǔ)償，以確保穩(wěn)定性。

3.9 電流感應(yīng)變壓器復(fù)位電阻 (T1 和 T2)

3.10 振蕩器和最大占空比鉗位

UCC28220 振蕩器和最大占空比鉗位通過電阻 RCHG 進(jìn)行設(shè)置并放電。所需的占空比鉗位 (DMAX) 設(shè)置為 0.9，以防止電流感應(yīng)變壓器飽和。

3.11 控制環(huán)路補(bǔ)償

電壓環(huán)路和電流環(huán)路的所有控制方程式均為估算方程式。本文中的控制方程式給出了反饋補(bǔ)償?shù)拈_始點(diǎn)。在大多數(shù)的控制環(huán)路中，都有必要根據(jù)實(shí)際情況，通過網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)環(huán)路補(bǔ)償進(jìn)行調(diào)整。

3.12 電流環(huán)路

設(shè)置電流環(huán)路的第一步就是設(shè)置乘法器組件。RIAC 電阻與整流線電壓連接，而且是電流放大器輸出信號(hào)追蹤線電壓變化的元件。該電阻通常為一組必須的串聯(lián)電阻，以滿足高電壓的要求。

UCC28528 內(nèi)部的乘法器具有電壓前饋 (VFF) 功能。當(dāng)線壓降防止線電流過度增加時(shí)，該功能可保持功率級(jí)增益穩(wěn)定，同時(shí)提供軟功率限制。詳細(xì)的說明請(qǐng)參閱TI/Unitrode 應(yīng)用手冊(cè) SLUA196A。VFF 信號(hào)通過 PFC 控制器中的內(nèi)部電流鏡產(chǎn)生。流經(jīng) VFF 引腳的最大電流為 IAC 電流的一半。下列方程式用于選擇 VFF 電阻 (RVFF) 以及濾波器電容器 (CVFF)，以消除 VFF 信號(hào)中的 AC 分量。

VFF 信號(hào)中的 AC 分量會(huì)對(duì)總電流諧波失真 (THD) 產(chǎn)生影響。為了滿足電源電流 THD 的設(shè)計(jì)要求，濾波器電極 (fp1) 設(shè)置為一定的頻率，以限制 VFF 對(duì)總電流諧波失真的影響僅為 1.5%。

這種控制方法是基于平均和峰值電流模式控制以及下列對(duì)電流環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆匠淌蕉贸龅摹＿@些計(jì)算方法使得設(shè)計(jì)方案更接近正確的補(bǔ)償，同時(shí)必須通過網(wǎng)絡(luò)分析儀予以微調(diào)。在本設(shè)計(jì)案例中，為了對(duì)電流環(huán)路 (TC(s)) 進(jìn)行補(bǔ)償，我們?cè)O(shè)定了設(shè)計(jì)目標(biāo)：相位裕度為 45 度，而且交叉頻率為轉(zhuǎn)換頻率的 1/10。

VC1 = VC - 0.5 V，VC1 為 UCC28220 PWM 比較器輸入端的最大控制電壓。說明：方程式 VC1 計(jì)入了出現(xiàn)在 UCC28220 PWM 控制器中的 500 mV 失調(diào)電壓。(61)

電流放大器補(bǔ)償傳輸函數(shù) (GCA(s)) 如下所述：

需要使用分壓器 HCA 來分擔(dān) UCC28528 CA 輸出端的電壓，以保護(hù) UCC28220 的 CTRL 引腳。該分壓器應(yīng)能在各種功率要求的條件下正常工作，而且應(yīng)對(duì)固定變量予以考慮。

為了確保穩(wěn)定性，電流感應(yīng)信號(hào)需要進(jìn)行斜率補(bǔ)償。至少需要將電感電流下斜坡斜率的 50% 加入到電流感應(yīng)信號(hào)中。UCC28220 具有由電阻 RSLOPE 設(shè)置的內(nèi)部斜率補(bǔ)償功能。

UCC28528 需要一只電流感應(yīng)電阻 (PFCRSENSE) 來監(jiān)控輸入電流。根據(jù)所分配的最大容許電流感應(yīng)電壓 (VSENSE)，計(jì)算上述電阻的阻值。

另外，UCC28528 還采用了電流感應(yīng)信號(hào)來觸發(fā)功率限制功能?？赏ㄟ^選擇適當(dāng)?shù)某朔ㄆ麟娮?RMO 來設(shè)置功率限制功能。功率限制被設(shè)置為滿負(fù)載功率的 110%，有關(guān)功率限制功能如何工作的說明，請(qǐng)參閱 UCC28528 的產(chǎn)品說明書。功率限制之所以設(shè)置為滿負(fù)載功率的 110%，是因?yàn)闉榱吮苊馀c UCC28220 峰值電流（被設(shè)置為滿負(fù)載功率的 130%）的限制功能發(fā)生沖突。

將環(huán)路交叉頻率設(shè)為零，則可為交叉頻率新增 45 度的相位，從而確?？刂骗h(huán)路的穩(wěn)定性。

3.13 電壓環(huán)路 (TV(S))

電壓環(huán)路補(bǔ)償主要存在兩個(gè)限制因素。第一個(gè)是衰減 2 x fLINE 輸出電容器電壓紋波，這就要求減少輸入電流諧波失真；第二個(gè)就是控制環(huán)路穩(wěn)定性，如果上述當(dāng)中的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)得不到滿足，那么 PF 和 THD 就會(huì)受到嚴(yán)重影響。

為了確保上述環(huán)路的諧波失真小，環(huán)路的交叉頻率 (fC) 設(shè)計(jì)為 10 Hz。

在關(guān)鍵參數(shù)的計(jì)算工作完成之后，則可構(gòu)建電源，并對(duì)其進(jìn)行評(píng)估。350-W 兩相交錯(cuò)式 PFC 的最終設(shè)計(jì)方案如原理圖 7 和圖 8 所示。該電源同時(shí)還具有一只 2-W 的輔助電源（根據(jù)電流斷續(xù)模式 (DCM) 反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)構(gòu)建）。

4 原理圖

圖 7 350-W 交錯(cuò)式 PFC 升壓預(yù)調(diào)節(jié)器原理圖

圖 8 2-W 反向 PFC/PWM 控制器原理圖

5 設(shè)計(jì)性能

采用網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)電流環(huán)路 TC(s) 進(jìn)行測(cè)量，而且電流環(huán)路不能準(zhǔn)確追蹤如上所述的模型。TC(s) 增益隨著輸入電壓變化，并在頻率約為 30 kHz 時(shí)以雙極的形式出現(xiàn)。這可能是由于本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)所需的斜率補(bǔ)償過大造成的。然而，電流環(huán)路卻保持穩(wěn)定且無需調(diào)整。請(qǐng)注意：測(cè)量電流環(huán)路或電壓環(huán)路需要的是直流輸入電壓，否則線電流和線電壓將會(huì)影響環(huán)路的測(cè)量結(jié)果。不能采用設(shè)置超低頻頻率范圍的網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量電壓環(huán)路。

圖 9圖 10



圖 11

5.1 輸入電感紋波電流消除

圖 12 所示為當(dāng)最小輸入為 85V RMS 時(shí)，線路出現(xiàn)峰值時(shí)電感紋波電流的消除情況。從圖中我們可以看出，輸入電流 (CH4) 是相應(yīng)電感紋波電流 L1 (CH2) 和 L2 (CH3) 的二分之一。輸入紋波電流與電感紋波電流之間的比值與圖 2 所示情況一致。請(qǐng)注意：下圖中電流的比值為 0.225 A/mV。

圖 12圖 13



圖 14

5.2 瞬態(tài)響應(yīng)

PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的電壓環(huán)路通常低于 10 Hz，這也就是說，能對(duì)小瞬態(tài)做出響應(yīng)的最快電壓環(huán)路耗時(shí)約為 100 ms。在典型的應(yīng)用中，PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器恢復(fù)對(duì)瞬態(tài)的響應(yīng)需要比上述數(shù)值長達(dá) 5 至 10 倍。然而，構(gòu)建在 UCC28528 控制器件中的大信號(hào)比較器可使設(shè)計(jì)在 200 ms 之內(nèi)恢復(fù)對(duì)大信號(hào)瞬態(tài)的響應(yīng)。

圖 15圖 17




圖 16圖 18

圖 19圖 20




圖 21圖 22

6 結(jié)論

通過交錯(cuò)升壓預(yù)調(diào)節(jié)器級(jí)，電源設(shè)計(jì)人員可將升壓電感的面積乘積減少 50%，同時(shí)降低升壓電容 RMS 電流。這樣，設(shè)計(jì)人員則可縮小 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的尺寸，并采用更低 RMS 額定值的輸出濾波器電容。

由于本設(shè)計(jì)方案需要許多升壓 FET 和升壓二極管，因此，在高功耗應(yīng)用中，交錯(cuò)式 PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器將是一個(gè)上佳之選。在這些應(yīng)用中，唯一增加的成本就是用于實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)式功能的附加控制電路。