作為電源工程師，我們能夠回憶起第一次接觸到理想化的降壓和升壓功率級(jí)的場(chǎng)景。還記得電壓和電流波形是多么的漂亮和簡(jiǎn)單(圖1)，以及平均電流的計(jì)算是多么地輕松，并且確定與輸入和輸出相關(guān)的傳遞函數(shù)也輕而易舉?

圖1：理想化的降壓與升壓功率級(jí)：這些圖看起來真是太棒了!

當(dāng)我們對(duì)于用實(shí)際組件來實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器有更加深入的了解時(shí)，這個(gè)波形變得復(fù)雜了很多。不斷困擾開關(guān)轉(zhuǎn)換器的一個(gè)特別明顯的非理想狀態(tài)就是同步降壓或升壓轉(zhuǎn)換器內(nèi)所使用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)。氮化鎵—GaN器件不會(huì)表現(xiàn)出反向恢復(fù)特性，并因此避免了損耗和其它相關(guān)問題。借助于我的LMG5200和一個(gè)差不多的基于硅FET的TPS40170EVM-597，我將開始在24V至5V/4A電源轉(zhuǎn)換器中測(cè)量反向恢復(fù)。

反向恢復(fù)—到底是個(gè)啥東西?

一個(gè)二極管中的反向恢復(fù)就是當(dāng)反向電壓被施加到端子上時(shí)流經(jīng)二極管的反向電流(錯(cuò)誤方向!)(請(qǐng)見圖2)。二極管中有儲(chǔ)存的電荷，這些電荷必須在二極管能夠阻斷反向電壓前重新組合。這個(gè)重新組合是溫度、正向電流、Ifwd、電流的di/dt，以及其它因數(shù)的函數(shù)。

圖2：反向恢復(fù)電流波形

恢復(fù)的電荷，Qrr，被分為兩個(gè)分量：恢復(fù)之前的Qa和恢復(fù)之后的Qb—二極管在此時(shí)開始支持反向電壓—請(qǐng)見圖3。你也許見過Qb與Qa一樣的軟恢復(fù)，這樣的話，di/dt比較慢，或者說，你見過Qb很小，而di/dt很高的“活躍”二極管。當(dāng)di/dt很高時(shí)(由二極管急變引起)，橋式功率環(huán)路中寄生電感的響應(yīng)方式是把它們儲(chǔ)存的電能傾倒到寄生節(jié)點(diǎn)電容中;電壓振鈴會(huì)由于二階響應(yīng)而出現(xiàn)。這也是將輸入功率級(jí)旁路電容器放置在輸入級(jí)附近的原因。由于環(huán)路中用于快速恢復(fù)的電感較少，由寄生電容導(dǎo)致電壓振鈴的電能較少。

圖3：已恢復(fù)的電荷

我用常規(guī)的方法來計(jì)算反向恢復(fù)損耗：我使用的是數(shù)據(jù)表中的Qrr額定值，并將其乘以頻率和輸入電壓(如果是降壓轉(zhuǎn)換器)或輸出電壓(如果是升壓轉(zhuǎn)換器)。二極管或MOSFET數(shù)據(jù)表通常指定一個(gè)反向恢復(fù)時(shí)間和一個(gè)反向恢復(fù)電荷。例如，CSD18563Q5A指定了一個(gè)49ns的反向恢復(fù)時(shí)間，trr，以及一個(gè)63nC的Qrr。方程式1計(jì)算在一個(gè)300kHz，24V->5V降壓轉(zhuǎn)換器中，由Qrr所導(dǎo)致的損耗一階估算值：

Qrr損耗 ~24V * 300kHz * 63nC = 454mW                  (1)

請(qǐng)注意!Qrr通常是25°C溫度下，針對(duì)特定Ifwd和di/dt的額定值。實(shí)際Qrr會(huì)在結(jié)溫上升時(shí)，比如說125°C時(shí)加倍(或者更多)。di/dt和初始電流都會(huì)有影響(更高或更低)。對(duì)于活躍型二極管，這個(gè)功率的大部分在上部開關(guān)內(nèi)被耗散。對(duì)于軟恢復(fù)二極管，這個(gè)功率在上部開關(guān)和體二極管之間分離開來。如果di/dt和Ifwd條件與我的應(yīng)用相類似，我將25°C溫度下?lián)p耗的2倍作為與恢復(fù)相關(guān)損耗的估算值。

那么，你打算拿這些損耗怎么辦呢?實(shí)際電路中，由反向恢復(fù)導(dǎo)致的真實(shí)峰值電流是多少?你也許嘗試用一個(gè)SPICE工具來仿真恢復(fù)，不過我還未在SPICE社區(qū)內(nèi)發(fā)現(xiàn)比較好的針對(duì)二極管恢復(fù)的模型。圖4顯示的是一個(gè)TINA-TI? 仿真的結(jié)果;我用我們的24V/5V降壓轉(zhuǎn)換器的TPS40170產(chǎn)品文件夾對(duì)這個(gè)仿真進(jìn)行了修改，從而顯示出頂部開關(guān)內(nèi)的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓 (SW) 和電流(負(fù)載電流加上反向恢復(fù)電流，以及用一個(gè)10mΩ分流電阻器感測(cè)到的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電容電流)。

圖4：TINA-TI 仿真：TPS540170

注意到大約5A的峰值紋波電路，以及5A峰值反向恢復(fù)電流加上開關(guān)節(jié)點(diǎn)電容充電電流。我運(yùn)行了這個(gè)仿真，并且將溫度從27°C增加至125°C—峰值恢復(fù)電流沒有增加—并且看起來好像SPICE沒有對(duì)這個(gè)恢復(fù)進(jìn)行正確建模。

接下來我們來看一看在一個(gè)真實(shí)電路中測(cè)量反向恢復(fù)的方法。

測(cè)量一個(gè)同步降壓轉(zhuǎn)換器中的反向恢復(fù)不太容易。電流探頭太大，并且會(huì)大幅增加功率級(jí)環(huán)路中的電感。而且電流探頭的帶寬也不夠。

使用一個(gè)分流電阻器怎么樣?這聽起來是可行的，不過你需要確保這個(gè)器件不會(huì)引入過大的環(huán)路電感。我找到了幾個(gè)電阻值在10mΩ，并且具有“低電感”的電阻器。

我很想把這個(gè)器件放在同步FET的源極上，不過會(huì)有兩個(gè)問題：

·分流電阻器上會(huì)出現(xiàn)柵極驅(qū)動(dòng)電流，以及恢復(fù)和負(fù)載電流。

·這個(gè)分流電阻器將增加電感，會(huì)由于高di/dt電流而影響到下橋柵極驅(qū)動(dòng)。

其中一個(gè)解決方案就是將分流電阻器放在上橋MOSFET的漏極內(nèi)，這樣的話，分流電阻器就不會(huì)影響到柵極驅(qū)動(dòng)了。Vishay VCS1625/Y08500R01000F9R就具有這樣的功能—它內(nèi)置有開爾文連接，并且具有能夠減少電感的結(jié)構(gòu)。請(qǐng)見圖5。

圖5：分流電阻器(Vishay公司生產(chǎn))

硅MOSFET恢復(fù)測(cè)量

為了用一個(gè)硅MOSFET橋獲得基線Qrr測(cè)量值，我掏出一把切割刀，在TPS40170EVM-597上為分流電阻器辟出了一個(gè)安全島，并將這個(gè)分流電阻器放置其中。我使用的是一條50Ω SMA至BNC電纜，將信號(hào)傳送到這個(gè)示波器(與50Ω的電阻值端接)。我串聯(lián)了一個(gè)50Ω的電阻器，這樣的話，我得到一半的信號(hào)值，不過沒有振鈴。注意在同時(shí)使用不同類型的探頭時(shí)要進(jìn)行失真調(diào)節(jié)!

需要注意的一點(diǎn)是，當(dāng)分流電阻器位于頂端時(shí)，這個(gè)示波器被接地至正輸入電壓軌。這意味著電源正輸出被接地(負(fù)電源接至降壓轉(zhuǎn)換器)，任何其它測(cè)試設(shè)備，比如說負(fù)載測(cè)試器，一定不能使流經(jīng)示波器連線的電源短路。圖6顯示的是經(jīng)修改的評(píng)估模塊 (EVM) 電路原理圖。

圖6：用于反向恢復(fù)測(cè)量的經(jīng)修改的硅橋

圖7顯示了插入分流電阻器后的TPS40170 EVM。

圖7：EVM探測(cè)技術(shù)

圖8顯示的是開關(guān)節(jié)點(diǎn)，以及300kHz, 24VIN, 5VOUT 和4AOUT 時(shí)的分流波形。

圖8：硅橋開關(guān)波形

在圖8中，黃色是軟件節(jié)點(diǎn)，而紫色表示的是頂部FET漏極電流。電流平均值的“三角”波形與4A負(fù)載完美匹配 -> 20mV = 4A。

在圖9中，針對(duì)TPS40170/硅MOSFET的高亮反向恢復(fù)電荷用紅色顯示(使用的是CSD185363A)。峰值恢復(fù)電流為18A左右 (90mV)，據(jù)我估算，對(duì)于24V*300KHz*100nC = <720mW的損耗，Qrr大約小于100nC。需要注意的是，這個(gè)電流在“紅色區(qū)域”內(nèi)的部分在開關(guān)節(jié)點(diǎn)上升時(shí)流入負(fù)載，所以估算值也許會(huì)比Qrr高一點(diǎn)。

圖9：硅橋反向恢復(fù)

想象一下這種情況!每3.3μs從輸入電源汲取一個(gè)18A、12ns寬的電流脈沖。高di/dt將導(dǎo)致所有功率級(jí)中的環(huán)路電感產(chǎn)生出電壓，并且有可能造成運(yùn)行問題。幸運(yùn)的是，TPS40170EVM-597具有一個(gè)可以緩解這些問題的極佳布局布線―實(shí)際上，這些問題并不會(huì)一直出現(xiàn)。

進(jìn)入GaN,恢復(fù)在哪?

我使用了同樣的技術(shù)來測(cè)量LMG5200 GaN(氮化鎵)EVM。我首先當(dāng)LMG5200EVM在負(fù)載為4A，將24V驅(qū)動(dòng)為5V時(shí)，抓取了一個(gè)LMG5200EVM開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓的參考示波器波形圖。我使用的是一臺(tái)安捷倫33220A，在300kHz時(shí)，將一個(gè)固定的21%左右的占空比驅(qū)動(dòng)至LMG5200 PWM輸入。請(qǐng)見圖10，通道1顯示的是開關(guān)節(jié)點(diǎn)波形。

圖10：LMG5200 GaN開關(guān)波形

我將高/低驅(qū)動(dòng)信號(hào)包括在內(nèi)，作為參考(通道3&4)。這個(gè)“體二極管”傳導(dǎo)比MOSFET的體二極管有更高的壓降―我在這段時(shí)間看到的壓降是2.5V左右，而不是大約0.6V。我抓取了這幅示波器波形圖的原因在于，我將要在輸入環(huán)路中增加一個(gè)會(huì)導(dǎo)致更多振鈴的電阻器/電感。

圖11顯示的是在我將分流電阻器添加到上橋GaN器件的漏極后的變化。

圖11：GaN開關(guān)波形探測(cè)技術(shù)

需要注意的是，我必須用一個(gè)電平位移電路(簡(jiǎn)單的PNP和電阻器)來將300kHz 21%占空函數(shù)發(fā)生器信號(hào)從“接地”(現(xiàn)在為24V電源的正值側(cè))電平位移至-24V上的PWM輸入。如果不這么做的話，當(dāng)把示波器感測(cè)放置在正電壓軌上時(shí)，我將會(huì)遇到一個(gè)接地競(jìng)爭(zhēng)(或者被稱為保險(xiǎn)絲熔斷)。圖12顯示的是開關(guān)節(jié)點(diǎn)(黃色)和最高GaN電流(紫色)。

圖12：分流電阻器被插入時(shí)的LMG5200 GaN開關(guān)波形

通過放大圖13，可以看出恢復(fù)電流已經(jīng)消失(紅色區(qū)域沒有了)。由于感測(cè)電阻器增加的電感，還有一點(diǎn)點(diǎn)額外的振鈴，不過沒有恢復(fù)損耗或相關(guān)問題。你會(huì)發(fā)現(xiàn)開關(guān)和開關(guān)節(jié)點(diǎn)電容損耗依舊存在，但是GaN上不會(huì)出現(xiàn)導(dǎo)致基于硅MOSFET的轉(zhuǎn)換器問題的反向恢復(fù)，這真讓人松了一口氣!

圖13：GaN Qrr測(cè)量值