也許，今天的便攜式電源設計者所面臨的最嚴峻挑戰(zhàn)就是為當今的高性能CPU提供電源。CPU的電源電流最近每兩年就翻一番。事實上，今天的便攜式核電源電流需求會高達60A或更多，電壓介于0.9V和1.75V之間。但是，盡管電流需求在穩(wěn)步增長，留給電源的空間卻并沒有增加—這個現(xiàn)實已達到了熱設計的極限甚至超出。

如此高電流的電源通常被分割為兩個或更多相，每一相提供15A到30A。這種方式使元件的選擇更容易。例如，一個60A電源變成了兩個30A電源。但是，這種方法并沒有額外增加板上空間，對于熱設計方面的挑戰(zhàn)基本上沒有多大幫助。

在設計大電流電源時，MOSFET是最難確定的元件。這一點在筆記本電腦中尤其顯著，這樣的環(huán)境中，散熱器、風扇、熱管和其它散熱手段通常都留給了CPU。這樣，電源設計常常要面臨狹小的空間、靜止的氣流以及來自于附近其它元件的熱量等不利因素的挑戰(zhàn)。而且，除了電源下面少量的印制板銅膜外，沒有任何其它手段可以用來協(xié)助耗散功率。

在挑選MOSFET時，首先是要選擇有足夠的電流處理能力，并具有足夠的散熱通道的器件。最后還要量化地考慮必要的熱耗和保證足夠的散熱路徑。本文將一步一步地說明如何計算這些MOSFET的功率耗散，并確定它們的工作溫度。然后，通過分析一個多相、同步整流、降壓型CPU核電源中某一個30A單相的設計實例，進一步闡明這些概念。

計算MOSFET的耗散功率

為了確定一個MOSFET是否適合于某特定應用，你必須計算一下其功率耗散，它主要包含阻性和開關損耗兩部分：

PDDEVICE TOTAL = PDRESISTIVE + PDSWITCHING

由于MOSFET的功率耗散很大程度上依賴于它的導通電阻(RDS(ON))，計算 RDS(ON)看上去是一個很好的出發(fā)點。但是MOSFET的RDS(ON)與它的結(jié)溫(TJ)有關。話說回來，TJ又依賴于MOSFET的功率耗散以及 MOSFET的熱阻(ΘJA)。這樣，似乎很難找到一個著眼點。由于功率耗散的計算涉及到若干個相互依賴的因素，我們可以采用一種迭代過程獲得我們所需要的結(jié)果(圖1)。

圖1. 該流程圖展示了選擇各MOSFET (同步整流器和開關MOSFET)的迭代過程。在這個過程中，各MOSFET的結(jié)溫為假設值，兩個MOSFET的功率耗散和允許環(huán)境溫度通過計算得出。當允許的環(huán)境溫度達到或略高于我們所期望的機箱內(nèi)最高溫度時(機箱內(nèi)安裝了電源及其所驅(qū)動的電路)，這個過程就結(jié)束了。

迭代過程始于為每個MOSFET假定一個結(jié)溫，然后，計算每個MOSFET各自的功率耗散和允許的環(huán)境溫度。當允許的環(huán)境氣溫達到或略高于電源及其所驅(qū)動的電路所在的機殼的期望最高溫度時，這個過程便結(jié)束了。

有些人總試圖使這個計算所得的環(huán)境溫度盡可能高，但通常這并不是一個好主意。這樣作就要求采用更昂貴的MOSFET，在MOSFET下鋪設更多的銅膜，或者要求采用一個更大、更快速的風扇產(chǎn)生氣流—所有這些都不是我們所期望的。

從某種意義上講，先假定一個MOSFET結(jié)溫，然后再計算環(huán)境溫度，這是一種逆向的考慮方法。畢竟環(huán)境溫度決定了MOSFET的結(jié)溫—而不是相反。不過，從一個假定的結(jié)溫開始計算要比從環(huán)境溫度開始容易一些。

對于開關MOSFET和同步整流器，我們可以選擇一個最大允許的管芯結(jié)溫 (TJ(HOT))作為迭代過程的出發(fā)點。多數(shù)MOSFET的數(shù)據(jù)資料只規(guī)定了+25°C下的最大RDS(ON)，不過最近有些MOSFET文檔也給出了+125°C下的最大值。MOSFET的RDS(ON)隨著溫度而增加，典型溫度系數(shù)在0.35%/°C至0.5%/°C之間(圖2)。

圖2. 典型功率MOSFET的導通電阻的溫度系數(shù)在0.35%每度(綠線)至0.5%每度(紅線)之間

如果拿不準，可以用一個較差的溫度系數(shù)和MOSFET的+25°C規(guī)格(或+125°C規(guī)格，如果有的話)近似估算在選定的TJ(HOT)下的最大RDS(ON)：

RDS(ON)HOT = RDS(ON)SPEC [1 + 0.005 x (TJ(HOT) - TSPEC)]

其中，RDS(ON)SPEC是計算所用的MOSFET導通電阻，TSPEC是規(guī)定RDS(ON)SPEC時的溫度。利用計算出的RDS(ON)HOT，可以確定同步整流器和開關MOSFET的功率消耗，具體做法如下所述。

在下面的章節(jié)中，我們將討論如何計算各個MOSFET在給定的管芯溫度下的功率消耗，以及完成迭代過程的后續(xù)步驟(整個過程詳述于圖1)。

同步整流器的功耗

除最輕負載以外，各種情況下同步整流器MOSFET的漏-源電壓在打開和關閉過程中都會被續(xù)流二極管鉗位。因此，同步整流器幾乎沒有開關損耗，它的功率消耗很容易計算。只需要考慮阻性損耗即可。

最壞情況下的損耗發(fā)生在同步整流器工作在最大占空比時，也就是當輸入電壓達到最大時。利用同步整流器的RDS(ON)HOT和工作占空比，通過歐姆定律，我們可以近似計算出它的功率消耗：[!--empirenews.page--]

PDSYNCHRONOUS RECTIFIER = [ILOAD² x RDS(ON)HOT] x [1 - (VOUT / VINMAX)]

開關MOSFET的功耗

開關MOSFET的阻性損耗計算和同步整流器非常相似，也要利用它的占空比(不同于前者)和RDS(ON)HOT：

PDRESISTIVE = [ILOAD² x RDS(ON)HOT] x (VOUT / VIN)

開關MOSFET的開關損耗計算起來比較困難，因為它依賴于許多難以量化并且通常沒有規(guī)格的因素，這些因素同時影響到打開和關閉過程。我們可以首先用以下粗略的近似公式對某個MOSFET進行評價，然后通過實驗對其性能進行驗證：

PDSWITCHING = (CRSS x VIN² x fSW x ILOAD) / IGATE

其中CRSS是MOSFET的反向傳輸電容(數(shù)據(jù)資料中的一個參數(shù))，fSW為開關頻率，IGATE是MOSFET的柵極驅(qū)動器在MOSFET處于臨界導通(VGS位于柵極充電曲線的平坦區(qū)域)時的吸收/源出電流。

一旦基于成本因素將選擇范圍縮小到了特定的某一代MOSFET (不同代MOSFET 的成本差別很大)，我們就可以在這一代的器件中找到一個能夠使功率耗散最小的器件。這個器件應該具有均衡的阻性和開關損耗。使用更小(更快)的MOSFET所增加的阻性損耗將超過它在開關損耗方面的降低，而更大(RDS(ON)更低) 的器件所增加的開關損耗將超過它對于阻性損耗的降低。

如果VIN是變化的，需要在VIN(MAX)和VIN(MIN)下分別計算開關 MOSFET的功率耗散。MOSFET功率耗散的最壞情況可能會出現(xiàn)在最低或最高輸入電壓下。該耗散功率是兩種因素之和：在VIN(MIN)時達到最高的阻性耗散(占空比較高)，以及在VIN(MAX)時達到最高的開關損耗(由于VIN²項的緣故)。一個好的選擇應該在VIN的兩種極端情況下具有大致相同的耗散，并且在整個VIN范圍內(nèi)保持均衡的阻性和開關損耗。

如果損耗在VIN(MIN)時明顯高出，則阻性損耗起主導作用。這種情況下，可以考慮用一個更大一點的開關MOSFET (或?qū)⒁粋€以上的多個管子相并聯(lián))以降低RDS(ON)。但如果在VIN(MAX)時損耗顯著高出，則應該考慮降低開關MOSFET的尺寸(如果是多管并聯(lián)的話，或者去掉一個MOSFET)，以便使其開關速度更快一點。

如果阻性和開關損耗已達平衡，但總功耗仍然過高，有多種辦法可以解決：

· 改變問題的定義。例如，重新定義輸入電壓范圍。

· 改變開關頻率以便降低開關損耗，有可能使用更大一點的、RDS(ON)更低的開關MOSFET。

· 增加柵極驅(qū)動電流，有可能降低開關損耗。MOSFET自身的內(nèi)部柵極電阻最終限制了柵極驅(qū)動電流，實際上限制了這種方法的有效性。

· 采用一個改進技術的MOSFET，以便同時獲得更快的開關速度、更低的RDS(ON)和更低的柵極電阻。

脫離某個給定的條件對MOSFET的尺寸作更精細的調(diào)整是不大可能的，因為器件的選擇范圍是有限的。選擇的底線是MOSFET在最壞情況下的功耗必須能夠被耗散掉。

熱阻

下一步是要計算每個MOSFET周圍的環(huán)境溫度，在這個溫度下，MOSFET結(jié)溫將達到我們的假定值(按照前面圖1所示的迭代過程，確定合適的MOSFET來作為同步整流器和開關MOSFET)。為此，首先需要確定每個MOSFET結(jié)到環(huán)境的熱阻(ΘJA)。

熱阻的估算可能會比較困難。單一器件在一個簡單PCB上的ΘJA測算相對容易一些，而要在一個系統(tǒng)內(nèi)去預測實際電源的熱性能是很困難的，那里有許多熱源在爭奪有限的散熱通道。如果有多個MOSFET被并聯(lián)使用，其整體熱阻的計算方法，和計算兩個以上并聯(lián)電阻的等效電阻一樣。

我們可以從MOSFET的ΘJA規(guī)格開始。對于單一管芯、8引腳封裝的MOSFET來講，ΘJA通常接近于62°C/W。其他類型的封裝，有些帶有散熱片或裸露的導熱片，其熱阻一般會在40°C/W至50°C/W (表1)。

表1. MOSFET封裝的典型熱阻

注：同樣封裝類型的不同器件，以及不同制造商出品的相似封裝的熱阻各不相同，和封裝的機械特性、管芯尺寸和安裝及綁定方法有關。需仔細考慮MOSFET數(shù)據(jù)資料中的熱信息。

可以用下面的公式計算MOSFET的管芯相對于環(huán)境的溫升：

TJ(RISE) = PDDEVICE TOTAL x ΘJA

接下來，計算導致管芯達到預定TJ(HOT)時的環(huán)境溫度：

TAMBIENT = TJ(HOT) - TJ(RISE)

如果計算出的TAMBIENT低于機殼的最大額定環(huán)境溫度(意味著機殼的最大額定環(huán)境溫度將導致MOSFET的預定TJ(HOT)被突破)，必須采用下列一條或更多措施：

· 升高預定的TJ(HOT)，但不要超出數(shù)據(jù)手冊規(guī)定的最大值。

· 選擇更合適的MOSFET以降低MOSFET的功耗。

· 通過增加氣流或MOSFET周圍的銅膜降低ΘJA。

重算TAMBIENT (采用速算表可以簡化計算過程，經(jīng)過多次反復方可選出一個可接受的設計)。另一方面，如果計算出的TAMBIENT高出機殼的最大額定環(huán)境溫度很多，可以采取下述可選步驟中的任何一條或全部：[!--empirenews.page--]

· 降低預定的TJ(HOT)。

· 減小專用于MOSFET散熱的覆銅面積。

· 采用更廉價的MOSFET。

最后這幾個步驟是可選的，因為在此情況下MOSFET不會因過熱而損壞。不過，通過這些步驟，只要保證TAMBIENT高出機殼最高溫度一定裕量，我們可以降低線路板面積和成本。

上述計算過程中最大的誤差源來自于ΘJA。你應該仔細閱讀數(shù)據(jù)資料中有關ΘJA規(guī)格的所有注釋。一般規(guī)范都假定器件安裝在1in²的2oz銅膜上。銅膜耗散了大部分的功率，不同數(shù)量的銅膜ΘJA差別很大。例如，帶有1in²銅膜的D-Pak 封裝ΘJA會達到50°C/W。但是如果只將銅膜鋪設在引腳的下面，ΘJA將高出兩倍(表1)。

如果將多個MOSFET并聯(lián)使用，ΘJA主要取決于它們所安裝的銅膜面積。兩個器件的等效ΘJA可以是單個器件的一半，但必須同時加倍銅膜面積。也就是說，增加一個并聯(lián)的MOSFET而不增加銅膜的話，可以使RDS(ON)減半但不會改變ΘJA很多。

最后，ΘJA規(guī)范通常都假定沒有任何其它器件向銅膜的散熱區(qū)傳遞熱量。但在高電流情況下，功率通路上的每個元件，甚至是PCB引線都會產(chǎn)生熱量。為了避免MOSFET過熱，需仔細估算實際情況下的ΘJA，并采取下列措施：

· 仔細研究選定MOSFET現(xiàn)有的熱性能方面的信息。

· 考察是否有足夠的空間，以便設置更多的銅膜、散熱器和其它器件。

· 確定是否有可能增加氣流。

· 觀察一下在假定的散熱路徑上，是否有其它顯著散熱的器件。

· 估計一下來自周圍元件或空間的過剩熱量或冷量。

設計實例

圖3所示的CPU核電源提供1.5V/60A輸出。兩個工作于300kHz的相同的30A功率級總共提供60A輸出電流。MAX1544 IC驅(qū)動兩級電路，采用180°錯相工作方式。該電源的輸入范圍7V至24V，機殼的最大額定環(huán)境溫度為+60°C。

圖3. 該降壓型開關調(diào)節(jié)器中的MOSFET經(jīng)由本文所述的迭代過程選出。板級設計者通常采用該類型的開關調(diào)節(jié)器驅(qū)動今天的高性能CPU。

同步整流器由兩片并聯(lián)的IRF6603 MOSFET組成，組合器件的最大RDS(ON)在室溫下為2.75mΩ，在+125°C (預定的TJ(HOT))下近似為4.13mΩ。在最大占空比94%，30A負載電流，以及4.13mΩ最大RDS(ON)時，這些并聯(lián)MOSFET的功耗大約為3.5W。提供2in²銅膜來耗散這些功率，總體ΘJA大約為18°C/W，該熱阻值取自MOSFET的數(shù)據(jù)資料。組合MOSFET的溫升將接近于+63°C，因此該設計應該能夠工作在最高+60°C的環(huán)境溫度下。

開關MOSFET由兩只IRF6604 MOSFET并聯(lián)組成，組合器件的最大RDS(ON)在室溫下為6.5mΩ，在+125°C (預定的TJ(HOT))下近似為9.75mΩ。組合后的CRSS為380pF。MAX1544的1Ω高邊柵極驅(qū)動器可提供將近1.6A的驅(qū)動。VIN = 7V時，阻性損耗為1.63W，而開關損耗近似為0.105W。輸入為VIN = 24V時，阻性損耗為0.475W 而開關損耗近似為1.23W?？倱p耗在各輸入工作點大致相等，最壞情況(最低VIN)下的總損耗為1.74W。

28°C/W的ΘJA將產(chǎn)生+46°C的溫升，允許工作于最高+80°C的環(huán)境溫度。若環(huán)境溫度高于封裝的最大規(guī)定溫度，設計人員應考慮減小用于MOSFET的覆銅面積，盡管該步驟不是必須的。本例中的覆銅面積只單獨考慮了MOSFET的需求。 如果還有其它器件向這個區(qū)域散熱的話，可能還需要更多的覆銅面積。如果沒有足夠的空間增加覆銅，則可以降低總功耗，傳遞熱量到低耗散區(qū)，或者采用主動的辦法將熱量移走。

結(jié)論

熱管理是大功率便攜式設計中難度較大的領域之一。這種難度迫使我們有必要采用上述迭代過程。盡管該過程能夠引領板級設計者靠近最終設計，但是還必須通過實驗來最終確定設計流程是否足夠精確。計算MOSFET的熱性能，為它們提供足夠的耗散途徑，然后在實驗室中檢驗這些計算，這樣有助于獲得一個健壯的熱設計。