摘要：采用全橋移相型PWM控制器UC3879進行了300 W開關電源的設計。實驗結果表明：在開關電源的設計過程中采用全橋移相控制技術，可有效降低電磁噪聲，電源的動態(tài)響應快，通用性好，工作可靠。滿足系統控制指標，具有較強的魯棒性。
關鍵詞：UC3879；全橋移相；開關電源

    電源按控制方式一般可分為線性電源和開關電源兩類。其中：線性電源的輸出紋波較小、電磁兼容性較好，但效率較低、發(fā)熱較大、電源體積較大；開關電源以其效率高、發(fā)熱量較小、體積小、重量輕，逐漸取代了線性電源。
    全橋移相的開關電源控制方式拓撲結構簡潔，控制方式簡單。在這種控制方式下：開關頻率恒定，有利于濾波器的優(yōu)化設計；可實現開關管的零電壓開關，減小了開關損耗，提高了電源的工作效率；由于元器件的電壓和電流應力較小，降低了元器件的性能要求，使電源成本降低。因此，在中、大功率的開關電源設計過程中多采用全橋移相的控制方式。
    筆者在此基礎上利用全橋移相技術，進行了300 W開關電源的設計。

1 設計要求
    擬設計的開關電源的技術指標如下：
    (1)輸入電壓范圍：DC 18 V～36 V；
    (2)輸出電壓：DC 24 V；
    (3)輸出電壓微調：標稱輸出電壓的±10％；
    (4)額定輸出電流：12 A；
    (5)負載調整度：±1％；
    (6)輸出電壓紋波峰峰值：200 mVp-p；
    (7)過流保護：15 A；
    (8)工作溫度：-20℃～+85℃；
    (9)環(huán)境濕度：相對濕度90％(35℃)。

2 開關電源的設計
    由于開關電源輸出的功率較大，所以采用全橋移相的控制方式。電源主控芯片選用TI公司的全橋移相型PWM控制器UC3879，UC3879可對兩個半橋開關電路的相位進行移相控制，實現功率級的恒頻PWM控制；UC3879的4個輸出端分別驅動A／B、C／D 2個半橋，每個半橋都能進行單獨的導通延時(死區(qū))調節(jié)，在該死區(qū)時間內確保下一個導通管的輸出電容放電完畢，為即將導通的開關管提供零電壓開通條件；UC3879可工作在電壓模式和電流模式下，并具有1個獨立的過電流關斷電路以實現故障的快速保護。其電氣特性如下：
    (1)可實現0～100％的占空比控制；
    (2)開關頻率可達2 MHz；
    (3)兩個半橋輸出的導通延時可單獨編程；
    (4)支持欠壓鎖定功能；
    (5)軟啟動控制功能；
    (6)鎖定后的過流比較器在整個控制周期內均可重新啟動；
    (7)適用于電壓拓撲和電流拓撲；
    (8)在欠壓鎖定期間輸出自動變成低電平；
    (9)啟動電流僅150μA；
    (10)誤差放大器帶寬為10 MHz。
    在開關電源的設計過程中，變壓器設計是整個開關電源設計的核心，對開關電源性能有決定性的影響?，F將這部分設計分述如下：
2．1 變壓器設計
    變壓器設計的關鍵是磁芯的選取、原邊／副邊匝數的計算。在此，為避免開關電源產生的開關噪聲對負載的干擾，選取開關頻率為36 kHz，在此開關頻率的基礎上進行變壓器的設計。
2．1．1 磁芯選擇
    36 kHz開關頻率條件下：
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    式中：Ap--磁芯面積乘積；
          Ae--磁芯有效截面積；
          AQ--窗口截面積；
          PT--開關電源輸出功率；
          η--開關電源效率，在此為0．8；
          fs--變壓器的開關頻率；
          Bm--磁通密度；
          Km--窗口占空系數，與導線粗細、繞制工藝及漏感和分布電容的要求等有關；
          KC--電流密度系數，與鐵心形式、溫升要求等有關。
     為保證磁芯具有一定裕度，選取TDK E150磁芯，該磁芯Ap=4．14(Ae=230 mm2，Aw=180 mm2)，能夠滿足要求。
2．1．2 原邊／副邊匝數計算
    為減小導線的趨膚效應，選取導體標稱直徑d=0．630 mm的導線，原邊12根并繞，副邊8根并繞。
    原邊匝數：
   
    式中：VDT--MOSFET漏源壓降；
          D--原邊繞組占空比；
          Bmax--最大磁通密度；
          Vdc(min)--直流母線電壓最小值；
          T--開關周期，T=1／fs。
    嘗試取原邊匝數Np=4時，副邊匝數為：
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    考慮到導線的集膚效應(集膚深度約0．38 mm)，選取標稱直徑0．630 mm的導線。其外徑為0．68 mm(1級)。
    原邊并繞根數：
   
    取8根。
    下面計算繞組總面積：
    原邊繞組面積=Np×原邊并繞根數x0．6302=30．95 mm2．
    副邊繞組面積=Ns×副邊并繞根數x0．6302=22．2 mm2．
    總面積=原邊繞組面積+副邊繞組面積*2=84．12 mm2．

3 全橋移相變換器工作原理
    全橋移相變換器是輸出功率最高的一類，其拓撲原理圖如圖2：

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    全橋移相變換器通過改變功率開關控制策略，使其中一個功率管先關斷，一次繞組的另一端仍與地相連，這使得漏感、諧振電感和MOSFE T的輸出電容構成諧振網絡。這樣，一次繞組的開路端電壓振蕩到下管的母線端電位，然后下管MOSFET以ZVS(零電壓開關)方式開通。接著與一次繞組滯后端相連的MOSFET可以關斷，且滯后端振蕩到上管母線端電位，最后上管MOSFET開通。MOSFET的開通、關斷波形見圖3。

    由于MOSSFET管在關斷瞬間，一次繞組的兩端都有一個單端流過的負載電流，所以每個MOSFET都實現了ZVS開通、關斷，錯開了功率器件大電流和高電壓同時出現的硬開關狀態(tài)，抑制了MOSFET開通、關斷時產生的電壓尖峰，減少了開關損耗與干擾。

4 諧振電感設計原則
    ZVS的實質就是：利用諧振過程對并聯電容充放電，讓某一橋臂電壓Ua或Ub快速升至電源電壓或降至零值，使同一橋臂即將開通管的并聯二極管導通，把該管兩端電壓迅速鉗在零位。而在主變壓器源端串接自我諧振電感Lr，可促使變換器滯后臂實現ZVS。
    由于只有Lr參與諧振，如果諧振開始時Lr電流iLr較小，Lr儲能不夠，電容C的諧振電壓Uc的峰值就有可能達不到Uin，開關管的并聯二極管就不能導通，其對應的開關管就不能實現零電壓開通。為了使電容的諧振電壓峰值能夠達到Uin，電感的儲能必須足夠，在諧振開始時電感Lr的電流iLr(0)必須滿足：
   
    這一不等式是設計諧振電感Lr的依據。
    Lr取值較大可有效抑制原邊電流急劇變化引起的寄生振蕩，減小上沖或下沖的尖峰毛刺，降低開關損耗；但Lr過大又會延長占空比丟失時間，降低整機效率。Lr取值小些可縮短原邊電流在死區(qū)時間諧振過零的反向過程，在輸入電壓最低、輸出電流最大時仍能控制移相穩(wěn)壓，提升電源效率；但Lr過小，雖使占空比丟失減小，但原邊電流上沖或下沖的尖峰毛刺會顯著增大，增大開關損耗，降低電源的可靠性。因此，在實際的設計過程中，在允許的范圍內要多做比較，不斷優(yōu)化，以試驗數據為準。

5 結論
    經設計、調試后，開關電源在環(huán)境實驗及常溫連續(xù)工作過程中輸出電壓穩(wěn)定，動態(tài)響應較快，供電品質較高，滿足設計指標要求。