摘要：介紹了輕軌車應急通風電源前級DC／DC變換器的結構和工作原理。針對變壓器次級出現的整流橋寄生振蕩問題，分析了振蕩產生的原因。為了抑制該振蕩，詳細分析并對比了3種RCD吸收電路的工作過程及優(yōu)缺點，并介紹了不同工況下吸收電路結構及參數的選取方法。最后，給出了主電路及吸收電路參數的設計公式，并搭建樣機，對設計方案和吸收電路的效果進行了驗證。
關鍵詞：變換器；電源；輕軌；寄生振蕩

1 引言
    當輕軌車出現供電故障時，為保證車內正常通風與乘客安全，前級DC／DC變換器中，主電路要將電壓從24 V升至600 V，升壓倍數很大。文獻對幾種高增益DC／DC變換器作了簡單介紹。由于應急通風電源的運行時間取決于蓄電池，設計標準為45 min，因此在短時間運行情況下，若能保證脈沖的對稱性，可以不考慮全橋變換器的變壓器偏磁問題。
    結合應急通風電源的具體工況，采用全橋變換器作為主電路。由于全橋變換器存在整流橋寄生振蕩，隨著變壓器匝比的提高，全橋變換器次級由漏感和輸出二極管結電容引起的振蕩愈加嚴重，因此必須采用吸收電路對振蕩進行抑制。這里介紹了輕軌應急通風電源前級DC／DC變換器的結構和參數，并結合實際工況，對3種RCD吸收電路進行比較和分析，給出了具體的參數設計。

2 系統(tǒng)介紹和吸收電路的選擇
2．1 系統(tǒng)主電路結構和原理
    圖1為系統(tǒng)主電路結構。

    其工作原理為：24V直流電通過方波逆變?yōu)榻涣?，經過一個高變比的變壓器升壓后通過二極管整流橋進行不控整流，整流后通過LC濾波變?yōu)樗璧?00 V直流電。通過控制開關管的占空比可控制輸出電壓的大小。由于實際應用要求變壓器體積很小，所以開關頻率設為50 kHz。C1和C2分別為電源側和輸出側的支撐電容。
    對于全橋變換器拓撲，其次級整流二極管兩端電壓會有較大振蕩，主要是由高頻變壓器的漏感和整流二極管的結電容(或者是繞組分布電容)之間的寄生振蕩引起的。該設計中由于升壓倍數很高，初級開關過程帶來的振蕩通過變壓器傳遞到次級，也會造成很大的影響。實驗表明，振蕩峰值接近1．2 kV，因此需在初、次級均添加吸收電路，抑制整流二極管兩端的尖峰。
2．2 幾種RCD拓撲比較
    圖2a．b為2種RCD吸收拓撲。拓撲I為傳統(tǒng)的RCD吸收電路，其工作波形如圖2c所示。

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    對于拓撲I，在充電前穩(wěn)態(tài)時，Cs上的電壓uCs與輸出電壓Udc相同。到達t0時刻時，變壓器次級電壓變?yōu)閁in／n，整流橋開始正向導通，另一組二極管關斷，次級繞組漏感開始和整流橋二極管的結電容振蕩。整流橋輸出電壓u0上升并在t1時達到Udc，然后VDs導通，Cs加入諧振。uCs和ur0上升到箝位電壓Uc，然后在t2諧振結束時降到Uin／n。當VDs在t3時刻關斷時，uCs通過Rs和Lf放電，直到uCs和Udc在t4時達到平衡。在這段關斷時間里，ur0=0。
    在該緩沖電路模型中，整流橋的最大電壓應力被控制在小于2倍2Uin／n的Uc。從工作過程來看，由于Rs上的壓降幾乎為零，因此在[t1，t3]內iRs=0。只有在[t3，t4]時刻有唯一的電流，此時Rs和Lf上的損耗Edis可以被線性計算為：
   
    該緩沖電路的缺點是：當Cs上額外的電壓放電時要通過濾波電感，這樣會使放電過程緩慢，導致Uc相對較高。
    拓撲Ⅱ中，Rs和Lf并聯。其工作過程與拓撲I相似，但是當VDs在t3時刻關斷時，放電電流只經過Rs而不經過Lr，這樣加快了放電速度。
    在該電路模式中，部分諧振能量通過Rs傳送給終端輸出。由圖2c可見，當uCs高于Udc時，Rs上有一個用于維持Cs充放電平衡的小電流iRs’，其大小取決于Rs的值，且該電流不足以在開通時間內將Cs上的電壓釋放到與Udc相平衡。所以，uCs在t3時刻整流橋關斷前幅值能穩(wěn)定在Uin／n。
    該放電回路是個一階模型，計算較為簡單。由于只要uCs高于Udc，Rs上就會消耗能量，所以與拓撲I相比，該電路損耗Edis要大，可近似計算為：
   
    圖3a為另一常用RCD吸收電路，其吸收電阻和電容是并聯的。圖3b為其工作波形。當整流橋關斷時，uCs完全通過Rs放電，只要時間充足，電容上的所有能量將通過Rs消耗掉，并且uCs在t4時刻為零。該放電過程更快，但損耗的能量與之前的電路相比也大大增加。[!--empirenews.page--]
Edin的計算式為：
    Edis的計算式為：
   

    通過對比可見，拓撲Ⅲ箝位吸收效果最好，拓撲Ⅱ箝位吸收效果比拓撲I稍好。
2．3 吸收電路結構和參數選擇
    RCD吸收電路的基本工作原理：整流二極管反向恢復過程中，變壓器漏感和電路寄生電感與二極管結電容諧振，使二極管承受反向尖峰電壓；當電壓尖峰高于RCD電路中uCs，由于電荷守恒，Cs與二極管結電容按容量比例分配電荷；Cs往往遠大于結電容，因此相當于把峰值電壓箝位至：
   
    式中：Ucm為Cs半周起始電壓；Qrr為反向恢復電荷。
    對于RCD吸收電路，當RsCs乘積較大時，Cs的放電速度慢，在半個周期內無法下降到Uin，因而Uc高，但由于其Rs較大，損耗會相對較小，稱為弱吸收，反之則稱為強吸收。
    RCD吸收電路穩(wěn)定工作時，其電壓和能量是平衡的，即Cs箝位上升的電壓必須在半個周期內通過Rs釋放掉，而且電壓尖峰的能量必須被Rs
吸收。若Rs增大則放電變慢，根據平衡條件，Us會被抬高，而Rs上的損耗會減小。
    該設計由于開關頻率很高，為50 kHz，要求Cs放電時間很短，否則極易進入弱吸收狀態(tài)，抬高Uc。因此需結合開關管的工作情況確定吸收電路的工作狀態(tài)，并結合發(fā)熱情況綜合考慮Rs，Cs的取值。
    在初級MOSFET兩端添加RCD吸收電路，因輸入電壓僅為24 V，產生峰值較小，在Rs上產生的損耗相對很小。因此選擇拓撲Ⅲ，并選取阻值較小的Rs和容值較小的Cs，使RCD吸收電路工作在強吸收狀態(tài)，從而最大程度限制電壓尖峰。根據實驗結果，兼顧吸收效果和溫升，選Rs為300Ω／8 W的功率電阻，Cs為1 000 pF／100 V的CBB電容。
    在次級整流橋后添加吸收電路，整流二極管兩端電壓尖峰很大，同時由于輸出電壓很高，若采用拓撲Ⅲ，將產生巨大的損耗，因此將其排除。
    對于拓撲I，Ⅱ，若Rs取值很小，損耗也會非常嚴重，因此Rs必須取較大的阻值，使系統(tǒng)工作在弱吸收狀態(tài)。在此狀態(tài)下RsCs越小，Uc越小，因此選擇Cs容值時應盡可能小，但必須保證Cs的容量足以吸收尖峰電壓。通過實驗，綜合考慮吸收效果和發(fā)熱情況，Rs選取10 kΩ／50 W的鋁殼電阻，Cs選擇4700 pF／1 kV的高頻吸收電容。為彌補吸收效果的不足，在RCD吸收旁并聯RC吸收電路，R選擇10kΩ／50W的鋁殼電阻，C選擇4700pF的高頻吸收電容。
    在選定參數情況下，次級RCD吸收電路采用拓撲I，Ⅱ，Ⅲ的Rs10 min溫升分別為15℃，18℃，55 ℃；Uc分別為960 V，938 V，930 V?？紤]吸收效果和電阻的發(fā)熱情況，選擇拓撲Ⅱ吸收電路。

3 實驗驗證
    圖4為優(yōu)化后的主電路。DC／DC變換器的輸出功率為1 kW，輸出電壓為500～650 V，根據P=UI，可得Io為1．54～2 A。輸入電壓為24 V，波動范圍為18～30V，可得初級電流有效值為33．3～55．6A?？梢姵跫壒ぷ髟诘蛪捍箅娏鳡顟B(tài)，次級工作在高壓低電流狀態(tài)，器件的選型就是基于該計算結果。

    選擇150 A／100 V的MOSFET作為開關管，二極管選用FFPFF10F150S，其主要參數10 A／1．5 kV，變壓器匝比為3：100，Lf=6 mH，G選1μF／1 kV的CBB電容。C1選擇1 000μF／100V的電解電容，C2選擇200μF／1 kV的電解電容。[!--empirenews.page--]
    圖5a為優(yōu)化前輸入電壓Uin和實驗測得二極管兩端電壓ur0的波形。由圖可見，ur0振蕩非常嚴重，峰值最高接近1．2 kV。該尖峰會給系統(tǒng)的正常工作造成很大威脅，且會使整流二極管發(fā)熱嚴重。

    圖5b為添加吸收電路后ur0波形。由圖可見，二極管兩端的電壓尖峰得到了很大的改善，峰值降低了約300 V。圖5c為變換器滿載時的輸出電流Io、輸入側母線電壓Uin、變壓器初級電壓u1和輸出電壓Uo波形圖，輸出功率大于1 kW?？梢?，通過良好的吸收和濾波，輸出電壓電流波形良好。

4 結論
    這里介紹了輕軌車應急通風電源前級DC／DC變換器的結構和參數設計，針對整流橋寄生振蕩問題，著重分析了3種RCD吸收拓撲的工作原理及優(yōu)缺點，并根據實際工況選擇了吸收電路的結構和參數，通過搭建樣機，對設計方案和吸收電路的效果進行了驗證。