傳統(tǒng)的大功率整流器在從電網取電時，由于大功率電子器件的作用以及無功元器件的影響，大量的諧波電流被注入到電力系統(tǒng)，使電網中的諧波水平逐年增高。諧波對從電網取電的其他設備將會造成一些嚴重的威脅。為解決大功率變流裝置對電網的干擾：一是加接濾波器來提供諧波電流的通路；另外一個更加有效的方法是增加整流相數(shù)，即增加整流電壓的脈波數(shù)，如多脈波整流橋和PWM整流橋等。
  
 三相PWM整流器通過將網側電流或電壓調制成高頻的PWM脈沖波，經濾除網側電流的高頻諧波及其倍頻諧波，其網側諧波失真率完全可以達到國家安全標準。圖1是三相PWM電流型整流器[2]，大功率條件下電路需使用大功率開關管，如IGBT、IGCT、IECT等可控高頻開關管來實現(xiàn)。但這些管子價格昂貴，后兩者目前只有少數(shù)國外公司能生產，故不能廣泛應用。 
   
處于研究領域的三相混合開關PWM電流型整流器如圖2所示。該電路的輸出電壓具有降壓特性；網側電流諧波分量??；電路的輸出側電感使電路更穩(wěn)定安全；使用晶閘管使該電路具有成本優(yōu)勢。該電路可適用于電機驅動和金屬熱處理工業(yè)。

圖1 傳統(tǒng)的三相PWM電流型整流器 圖2 三相混合開關PWM電流型整流器

1  電路拓撲
   
三相混合開關PWM電流型整流器相比較傳統(tǒng)的三相PWM電流型整流器[3][4]，具有以下特點：在整流橋部分使用6個晶閘管替代了6個IGBT；僅使用一個開關管（如IGBT）與晶閘管整流橋串聯(lián)，IGBT能強制關斷整流橋中已導通的晶閘管，這樣可使晶閘管整流橋具有脈寬調制的能力。由于晶閘管沒有擎住效應限制，其電流特性比IGBT好，而且其導通壓降也小于IGBT，可提高電路的效率。圖2中IGBT關掉后，晶閘管由導通恢復到正向阻斷狀態(tài)需要一定的時間[5],故晶閘管的關斷特性將限制電路的工作頻率。為提高工作頻率來減小濾波器的體積和成本，必須減小晶閘管關斷恢復時間TOFF，或者優(yōu)化控制策略來分配給晶閘管更多的關斷時間。為縮減TOFF，可以給已開通的晶閘管提供反壓來加速其反向恢復過程，如圖3所示的系統(tǒng)框圖，增加了反壓電路網絡（Q2和Umax）以及控制電路驅動電路。反壓網絡只需提供給晶閘管反向恢復電流，所以普通功率等級的開關管即可滿足Q2的要求。提供反壓的電壓源Umax 是通過工頻變壓器將網側電壓升壓，再經二極管整流橋整流后加到穩(wěn)壓電容上，經濾波得到。

圖3 增加反壓電路的混合開關PWM電流型整流器

2電流型空間矢量控制策略 [!--empirenews.page--]
   
三相混合開關PWM電流型整流器采用空間矢量控制（SVPWM）[6][7] [8]來實現(xiàn)。電流型空間矢量控制能充分利用DSP芯片的中斷功能，使得PWM控制波形的發(fā)生和控制方案的實現(xiàn)大為簡化。圖4所示為三相電流型整流器的電流矢量以及相應的坐標軸。SVPWM調制方式使用圖4中的九個電流矢量來合成所需要的參考電流矢量I*。

圖4 三相電流型整流器的電流矢量

給定一個參考矢量I*（如圖4），可基于式(1)~ 式(4)用I1和I6矢量合成，其中T1T6T0是I1I6和I7矢量的作用時間，Ts是開關周期，m是調制比，可得到零矢量作用時間T0。在傳統(tǒng)的空間矢量控制中[9]，T0被平均分配到I1和I6之間，提供給晶閘管的關斷時間為T0/2，如圖5所示。電路的最高工作頻率fS由式(5)決定。

圖5 SVPWM中各矢量的時序圖

3  優(yōu)化的電流型空間矢量控制策略
   
為提高控制系統(tǒng)分配給晶閘管的關斷時間，以下對電路的開關過程進行分析。圖4所示的扇區(qū)I中，當-π/6<α<0時，網側電容電壓VA’<VC’：S1將關斷向S5換流，如果S1沒有恢復到正向阻斷狀態(tài)，此時S5的管壓降為正；給S5門極驅動脈沖，S5承受正壓自然開通，而S1承受反壓強制關斷。理論上S1向S5換流需要的時間可以為0。S5將關斷向S1換流，如果S5沒有恢復到關斷狀態(tài)，S1承受反壓；此時給S5門極脈沖也不能驅動開通S5，即S5向S1換流失敗。所以S5向S1換流時，需要的零矢量時間T0_2至少不可小于TOFF。對于特殊情況VA’=VC’，需通過設置特定的開關頻率來避免，能保證換流時只有以上兩種情況。故在晶閘管非自然換流條件下，滿足反向恢復時間大于TOFF，即可保證晶閘管之間正常換流，電流型空間矢量能正常進行。電路中的最小零矢量時間不小于TOFF，電路的最高工作頻率fS由式（6）決定。

   
令關斷時間TOFF=41.67μs，調制比m=0.9，由傳統(tǒng)的電流型空間矢量控制式(5)得到工作頻率為1.2kHz；而優(yōu)化的電流型空間矢量控制式(6)得到工作頻率為2.4kHz。以扇區(qū)I為例，優(yōu)化的空間矢量條件下，各矢量的時序分配如圖6所示。開關周期0<α≤α2內，晶閘管強制換流時刻α=α1，晶閘管S5承受最小反壓值。根據(jù)式(7)， 代入m=0.9，TS=416.7μs后得到α1≈0.072。由式(8)計算出晶閘管最小反壓值VAC’。電容電壓峰值VS≈311V，則VAC’≈38.75V。理論上滿足晶閘管加反壓關斷的條件。  [!--empirenews.page--]
  
以下是扇區(qū)間換流的情況。圖7所示為扇區(qū)I到扇區(qū)Ⅱ的矢量分配圖。圖中在非自然換流時，晶閘管的關斷時間為TOFF；在自然換流時，晶閘管承受的反壓遠大于最小反壓值38.75V。即能保證電路優(yōu)化后的電流型空間矢量正常進行。

圖6 優(yōu)化SVPWM扇區(qū)I內的矢量時序圖 圖7 優(yōu)化SVPWM中扇區(qū)I到扇區(qū)Ⅱ的矢量時序圖

4 仿真結果
   
對三相混合開關PWM電流型整流器使用優(yōu)化空間矢量控制策略進行仿真驗證。仿真電路的功率為300kW，直流側電流為700A；網側濾波器諧振頻率為750Hz，濾波交流電感為100μH，等效串聯(lián)電阻為0.047Ω，網側三相濾波電容為450μF，則濾波器的品質因數(shù)約為10；電路的工作頻率為2.4kHz。

圖8 優(yōu)化控制策略的網側電流波形：（a）相網側PWM電流波形；（b）各相網側電流波形

   
圖8為網側電流波形。對網側電流進行傅里葉分析，圖8(b)中網側電流Isa的THD≈11.66%，各次諧波分量列于表1。5次到19次諧波由濾波器諧振放大，49次和53次為開關頻率及其邊頻諧波。通過增加諧振吸收電路來濾除低次諧波，網側電流如圖9所示。

圖9 (a)吸收17次諧波后的網側電流波形；（b）吸收5次、11次和17次諧波后的網側電流波形

圖10 傳統(tǒng)控制策略的網側電流波形:(a)a相網側PWM電流波形；（b）a相網側電流電壓波形

   
圖9(a)中，濾除17次電流諧波后，網側電流Isa的THD≈9.21%。圖9(b)中同時諧振吸收5次、11次和17次電流諧波后，Isa的THD≈5.89%。比較傳統(tǒng)的電流型空間矢量來分配網側電流脈沖，在相同的晶閘管關斷時間和電路調制比條件下，電路的最高工作頻率為1.2kHz。使用相同的電路拓撲參數(shù)進行仿真，網側電流波形如圖10所示。由于網側濾波器的轉折頻率太接近于電路的工作頻率，故開關頻率及其邊頻的諧波不易濾除。圖10(b)中最大諧波分量是基波的26.71%；網側電流Isa的THD≈33.2%。要減小THD需要增加網側濾波電感；另外開關頻率降低一半后，直流側濾波效果要到達原來的要求，濾波電容不變時，需要4倍原來的直流濾波電感。由仿真可見，通過優(yōu)化空間矢量來提高開關頻率，可減小濾波電感和電容，降低整體系統(tǒng)的體積和成本；雖會造成網側電流一定的畸變，通過采用諧振吸收電路，可使電網側電流諧波明顯被抑制。 [!--empirenews.page--]

5  實驗結果
   
設計了一套小功率樣機驗證策略的可行性。參數(shù)如下：主開關使用IGBT；整流橋使用普通晶閘管，設置TOFF=42μs；網側電容為126.6μF,電感為1mH；fs=2.4kHz。圖11(a)為a相晶閘管的驅動脈沖和PWM電流波形。圖11(b)所示圓圈內，最小零矢量時間20μs后晶閘管可通過強制換流成功。驗證了優(yōu)化電流型空間矢量策略的可行性。

 
圖11 優(yōu)化控制策略下的電流波形: (a)a相上管的驅動脈沖和a相的PWM電流波形；(b)放大到200us/格的波形。

圖12為濾波后的a相網側電流和電壓波形?？梢娋W側電流和電壓同相位，電流波形基本為正弦波。圖13為直流側整流橋輸出的電壓波形和濾波電感后的電壓波形，可見提高開關頻率后，可以減小直流濾波器的體積。

圖12 a相網側電流Ias和電壓波形Vas  圖13 直流側整流橋輸出電壓Vd和濾波后電壓Vdc

結語 
    本文介紹了三相混合開關PWM電流型整流器使用晶閘管代替大功率可控開關管，使大功率PWM型整流器有低成本的解決方案。通過優(yōu)化空間矢量方法，在保證晶閘管關斷的同時提高了電路的工作頻率，保證網側電流諧波能更好的被抑制。通過仿真分析了優(yōu)化控制策略的優(yōu)缺點。最后通過實驗驗證了該優(yōu)化電流型空間矢量的可行性。