0    引言

    降低運行電壓，獲得高性能和高功率密度的下一代微處理器，對電源設計提出了更高的要求。在提高微處理器的速度和積成密度的同時降低功率損耗，所需的運行電壓降到1V以下，從而引起電源電流增大。當微處理器發(fā)生狀態(tài)轉換時，電壓調節(jié)模塊（VRM）的輸出變化率將大于50A/us。這將引起處理器電源電壓的尖峰。這些瞬時尖峰的最大值必須限制在一定范圍內，例如2％～3％甚至更低。由于處理器的電壓變低，對負載瞬態(tài)所允許電壓偏移量的要求將更為嚴格。通過使用板上VRM接近處理器的分布式功率系統(tǒng)（DPS），能夠用來滿足所有系統(tǒng)的要求。現(xiàn)在大多使用的非絕緣低電壓調節(jié)器模塊（LVRM）是Buck的衍生，例如傳統(tǒng)Buck，同步Buck.和準方波Buck。絕緣的LVRM有對稱和不對稱的半橋，有源鉗位正激，反激和推挽。本文介紹了同步Buck變換器。傳統(tǒng)的同步變換器的控制技術包括PWM電壓型控制，PWM電流型控制和變頻電流型控制。重點介紹了電壓型同步變換器的滯環(huán)控制技術，它與上述其他的控制技術相比有很多優(yōu)點，例如：電路簡單，不需要反饋環(huán)路的補償，負載瞬態(tài)有近乎同步的響應，沒有限制開關導通時間等。

1    滯環(huán)控制

    滯環(huán)控制，也叫做bang-bang控制或紋波調節(jié)器控制，即將輸出電壓維持在內部參考電壓為中心的滯環(huán)寬度內。圖1是滯環(huán)控制的基本原理圖。原理波形如圖2所示，在t0時刻輸出電壓vo下降到VL，此時滯環(huán)比較器的同相端輸出電壓低于反相端的參考值，比較器輸出的為高電平，開關管導通，電感充電，電感電流上升，輸出電壓上升。在t1時刻，滯環(huán)比較器的同相端輸出電壓已經增加到等于反相端的參考值，但是根據滯環(huán)比較器的特點，此時比較器還將繼續(xù)保持原來的狀態(tài)。這種狀態(tài)一直將維持到vo上升到VH時，即t2時刻，此時比較器翻轉，輸出電壓為低電平，開關管關斷，電感通過D續(xù)流，電感電流下降，輸出電壓下降，這種狀態(tài)將一直維持到t3時刻，即下一個周期的到來。

圖1    滯環(huán)控制的原理圖

圖2    滯環(huán)控制的輸出電壓、開關管兩端電壓及電感電流的波形圖

2    同步Buck變換器

2.1    同步Buck變換器的組成

    同步Buck變換器是傳統(tǒng)Buck的一種變形。主要的開關器件采用一個功率MOSFET，驅動采用和傳統(tǒng)Buck變換器一樣的方式。傳統(tǒng)Buck變換器的整流，通常采用的是肖特基二極管，而同步Buck變換器則采用一個功率MOSFET來替代，驅動采用與主開關管互補的方式，即一個MOSFET導通，另一個則關斷。電路圖如圖3所示。

圖3    同步Buck的原理圖

2.2    同步Buck變換器與傳統(tǒng)Buck變換器的比較

    由于MOSFET的導通電阻小于二極管的導通電阻，因此可以提高變換器的效率。在設計同步Buck變換器時，最為注意的是兩個MOSFET要交錯的導通，而避免同時導通。死區(qū)設計是有必要的。采用PSPICE仿真所得的結果如圖4和圖5所示。

圖4    傳統(tǒng)Buck變換器的輸出功率

圖5    同步Buck變換器輸出功率

    圖4和圖5是在相同的參數(shù)下仿真所得的傳統(tǒng)Buck變換器和同步Buck變換器的輸出功率，可以很明顯地看出同步Buck變換器比傳統(tǒng)的Buck變換器在效率上得到了很大的提高，與理論分析是完全吻合的。

3    同步Buck變換器的滯環(huán)電壓控制

3.1    原理分析

    滯環(huán)控制的同步Buck的原理圖如圖6所示。圖7是在一個理想情況下，參考電壓為2V，滯環(huán)寬度為50mV的理想輸出電壓的波形圖。如果輸出電壓等于或者低于參考值減去滯環(huán)寬度的一半(VL=1.975V)時，控制器就斷開低端的MOSFET開通高端的MOSFET。這是功率級的開狀態(tài)，因為它會引起輸出電壓的上升。如果輸出電壓達到或者超過參考值加上滯環(huán)寬度的一半(VH=2.025V)時，控制器就斷開高端的MOSFET并開通低端的MOSFET。這是功率級的關狀態(tài)，因為它會引起輸出電壓的下降。滯環(huán)控制的方法能保持輸出電壓在參考電壓周圍滯環(huán)寬度的范圍內。當輸出負載電流增大或輸入電壓瞬態(tài)變化而使得輸出電壓偏離到滯環(huán)寬度以外，控制器將連續(xù)不斷地開通或關斷功率MOSFET，使輸出電壓返回到滯環(huán)的范圍內，在輸出濾波允許的條件下將以最快的速度對輸出電壓進行矯正。

圖6    滯環(huán)控制的同步Buck的原理圖  [!--empirenews.page--]

圖7    滯環(huán)控制的同步Buck理想輸出波形

    滯環(huán)控制與其它控制相比最大的優(yōu)點在于它的響應速度，這點將在后面的仿真中得到驗證。這是因為，不像其它的控制那樣，滯環(huán)控制不需要慢的反饋環(huán)。在開關周期內，當瞬態(tài)發(fā)生時即響應瞬態(tài)負載電流。它的瞬態(tài)響應時間僅與滯環(huán)比較器和驅動電路的延遲有關。比較器輸入端的高頻濾波電容也增加了一些額外的延遲。這些延遲大都與選取技術水平有關，因此，滯環(huán)控制在理論上是最快的控制方式。

3.2    開關頻率的估算

    在輸出濾波因數(shù)決定后，應該估計電源的開關頻率。如果估計的開關頻率太高，功率MOSFET的開關損耗就高，導致效率低于最佳的效率。如果估計的開關頻率太低，電感值會增大，從而引起不理想的瞬態(tài)響應。

    為了正確地估算出滯環(huán)調節(jié)器的開關頻率，圖8中的輸出電壓是所需穩(wěn)定狀態(tài)的值。圖7中輸出電壓的紋波也被研究。電容包括引起紋波的三個參數(shù)是：ESR，ESL和電容值。

    Vp-p(t)=Vc(t)＋VESR(t)＋VESL(t)（1）

    參考[4]，功率級變換器的開關頻率的代數(shù)式為

    fs=（2）

式中：Vin為輸入電壓；

      Vo為輸出電壓。

圖8    所需穩(wěn)定狀態(tài)的輸出電壓

3.3    仿真與實際應用

    圖9和圖10分別是采用PSPICE仿真所得到的滯環(huán)電壓控制和傳統(tǒng)電壓型控制在負載發(fā)生變化時輸出電壓的波形圖。可以明顯地看出滯環(huán)控制的輸出電壓重新進入穩(wěn)定狀態(tài)的時間為0.1ms，對于負載瞬態(tài)有近乎同步的響應。而傳統(tǒng)電壓型控制則需要4ms的時間。

圖9    滯環(huán)控制輸出電壓的波形

圖10    傳統(tǒng)電壓型控制輸出電壓波形

    在實際的應用中，采用TI公司的TPS5210芯片設計完成了輸入電壓為12V，輸出電壓為2V，輸出電流峰值為20A的電壓型滯環(huán)控制的同步Buck變換器，其工作效率可以達到88％，從而驗證了該理論的適用性。

4    結語

    電壓型滯環(huán)控制比其他的控制方法有很多的優(yōu)點，例如：電路簡單，不需要反饋環(huán)路的補償，對于負載瞬態(tài)有近乎同步的響應，對開關導通時間沒有限制等。本文對電壓型滯環(huán)控制和同步Buck變換器的基本原理進行了闡述，并詳細分析了兩項技術結合的電壓型滯環(huán)控制的同步Buck變換器技術，并將電壓型滯環(huán)控制與傳統(tǒng)電壓型控制對瞬態(tài)負載變化的輸出電壓進行了仿真比較和實際應用驗證。文章最后簡單地給出了對滯環(huán)控制的開關頻率進行估算的方法。