摘要：探討了一種適合MHz級高頻逆變器的無損諧振極電容緩沖器。詳細分析了逆變器的換流過程，研究了不同諧振極電容值對器件關斷損耗和總體損耗的影響，給出了設計方法。仿真和實驗波形證明了理論分析的正確性。

關鍵詞：高頻逆變器；電容緩沖電路；換流過程；無損

1    引言

    隨著快速開關器件(如功率MOSFET)的出現(xiàn)，使高頻感應加熱電源的實現(xiàn)成為可能。串聯(lián)諧振逆變器是實現(xiàn)高頻感應加熱電源最常見的拓撲結構。然而,若使其工作在頻率高于1MHz的情況下，為更好地限制di/dt和du/dt，減少器件的開關損耗，需對逆變器的緩沖電路提出更高的要求。

    常規(guī)的緩沖器，如RCD緩沖電路，采用電阻來放電，隨著開關頻率的提高，消耗在緩沖器上的能量也隨之增加，大大降低了整個逆變系統(tǒng)的效率。而在MOSFET漏源間直接并聯(lián)一個無損緩沖電容可以有效地降低開關器件的關斷損耗，將常規(guī)緩沖器中電阻消耗的能量反饋給負載或電源，更適合用于高頻逆變器場合。文獻[1][4]已在這方面進行了理論分析和推導。在此基礎上，本文對在頻率高達MHz級情況下含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)諧振逆變器特性和參數(shù)設計作了進一步探討，并進行了仿真和實驗驗證。

2    含有諧振極電容緩沖器的逆變器換流過程分析

    圖1為簡化的含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)諧振逆變器主拓撲電路。在四個橋臂上的開關器件MOSFET漏源兩端分別并聯(lián)了一個無損電容器，其中C₁=C₂=C₃=C₄=C。在感性負載條件下,開關頻率f應略高于諧振頻率f_r，輸出電流i_o的相位滯后于輸出電壓U_o。具體工作過程如圖2所示。

圖1    簡化的含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)逆變器主拓撲電路

(a)    換向前            (b)    換向中

(c)換向后            (d)負載電流改變方向后

圖2    含有諧振極電容的串聯(lián)諧振逆變器的換流過程

    狀態(tài)0    換向前，S₁及S₄導通，負載電流方向為i_o>0；此時電容C₁及C₄上的電壓為零。C₂及C₃上的電壓為U_dc，如圖4(a)所示。

    狀態(tài)1    S₁及S₄關斷，開始換向，負載電流以i_o/2向C₁及C₄充電，通過C₂及C₃放電，如圖4(b)所示。

    狀態(tài)2    在換向過程中，待C₁及C₄上的電壓達到U_dc，C₂及C₃上的電壓下降為零，而負載電流仍未過零，則會通過內部反并聯(lián)二極管D₂及D₃續(xù)流，如圖4(c)所示。

    狀態(tài)3    負載電流i_o過零后，S₂及S₃導通，如圖4(d)所示。

    上述為上半個周期工作過程，下半個周期工作過程與上半個周期相似，在此從略。

3    諧振極電容緩沖器的設計方法

    對含有諧振極電容的串聯(lián)諧振逆變器，在工作過程中，如果緩沖電容尚未放電結束就觸通同橋臂的MOSFET器件(非零壓開通)，電容放電電流將直接流入開關管，不僅會造成巨大的開通損耗，而且開關管也易因過流而損壞。當f_s>1MHz時，更增加了非零壓開通的危險性。

    設計中，關鍵是如何確定電容C和關斷角β₀的數(shù)值。一個較大的C值，會減少關斷損耗，但同時會使通態(tài)損耗增加；β₀越小，功率因數(shù)就越高，但過小的β₀又將引起開關管的非零電壓開通。所以，在選擇C和β₀時，需在保證零電壓開通的前提下，取得盡可能小的關斷損耗。以下分析中均假定負載的品質因數(shù)很高，且負載電流為正弦波。

    串聯(lián)諧振逆變器的輸出電流i_o和開關管漏源極間電壓u_DS波形如圖3所示。假定i_o在ω t=0時刻改變方向，i_o的幅值為I_o，則i_o可表示為

    i_o=I_osinωt    （1）

圖3    串聯(lián)諧振逆變器輸出電流和開關電壓波形圖

    在t=－t_off時刻，關斷S₁及S₄；t=－t_on時刻，反向二極管D₂及D₃開始導通。在(－t_off<t<－t_on)這段換向期間，C₁及C₄用負載電流i_o的1/2進行充電，如圖2(b)。開關管S₁及S₄的開關電壓u_DS可表示為

     u_DS=(cosωt－cosβ₀)    （2）

    為保證零電壓開通，u_DS必須在t=0之前達到U_dc。圖3中，ωt=－ξ時，u_DS上升到U_dc。代入式（2）得

    cosβ₀=cosξ－    （3）

    式（3）中C，β₀，ω，ξ均未知，確定它們的數(shù)值非常困難，以下我們先討論如何選擇C值。

    在MOSFET可靠關斷，u_DS上升到U_dc的瞬間，負載電流i_o恰巧下降到零(ω t=0)。設此時C=C_n，則近似有

    C_n=    （4） [!--empirenews.page--]

式中：t_s為電流下降時間。

    在零電壓開通情況下，開通損耗接近為零，關斷損耗總是存在的，開關管兩端并聯(lián)的諧振極電容實際上相當于一個關斷緩沖網(wǎng)絡。C越大，關斷損耗就越小，同時也將導致低功率因數(shù)，增加無功功率。通常，在C=0.45C_n附近，總體損耗達到最小^[2]。另外，在MHz級的高頻情況下，器件的輸出電容C_oss已不容忽視。所以，可參考式（5）來選取C值。

    C=0.45C_n－C_oss    （5）

    C值一旦確定，據(jù)式(3)即可通過選取恰當?shù)?i>ξ來確定β₀。如果輸出功率恒定，ξ值偏大會導致較大的負載電流，增加了無功功率，所以，ξ必須選得盡可能小，假定ξ=0。串聯(lián)諧振逆變器中，開關頻率ω應略大于負載諧振頻率ω_r，使其工作于感性狀態(tài)下。又考慮到開關頻率，負載電流等物理量在實際運行中都會隨著負載溫度的變化而改變，從而可能使逆變器偏離最佳工作點，β₀的選取應留有一定的裕度。設計中可參考式（6）來確定β₀

    β₀=cos^－1    （6）

式中：K應根據(jù)實際線路中ω，I_o，U_dc的變化范圍來確定，一般取略大于1。

    根據(jù)上述所選擇的C和β₀值，下面討論帶有串聯(lián)諧振負載的串聯(lián)諧振逆變器中其它參數(shù)，如感性角φ，開關頻率ω，觸發(fā)脈沖的脈寬t_pw的設計方法。

    由圖3不難推出直流電流I_d的表達式為^[1]

    I_d=I_osinωtdωt=(cosξ＋cosβ₀)（7）

輸出功率

    P_o=U_dcI_d=U_dcI_ocosξ－ωCU_dc²（8）

視在功率    S=    （9）

負載功率因數(shù)

    PF=≈cosξ－ωCU_dc(10)

又因為負載功率因數(shù)    PF=cosφ    (11)

由式（10）和(11)，假定ξ=0可得

    cosφ=1－=    (12)

由式（12）即可確定出合理的負載感性角φ。

又因為

    tanφ=Q    (13)

式中：Q為品質因數(shù)。

    由式（13）即可確定開關頻率ω。不難得出在此工作頻率下觸發(fā)脈沖的最佳脈寬為

    t_pw=－〔t_d(on)＋t_r＋t_d(off)＋t_f〕(14)

式中：t_d(on)，t_r，t_d(off)，t_f為MOSFET的內部參數(shù)。

    由式(14)可知，脈寬的選擇不僅與β0及T有關，而且與器件本身的特性也有很大關系。

4    諧振極電容對器件關斷損耗和總體損耗的影響

    根據(jù)以上分析，當逆變器工作在最佳狀態(tài)時，其開通損耗接近為零，也容易推出關斷過程中損失的能量為

    E_off=(15)

輸出功率因數(shù)cosφ為

    cosφ=1－(16)

由式(15)和(16)可以看出，C值越大，關斷時損失的能量E_off越小。但同時，輸出功率因數(shù)cosφ也降低了，假定輸出功率不變，將引起視在功率的增加，從而導致較大的通態(tài)損耗。

    以下用Pspice軟件進行仿真分析。開關器件是根據(jù)APT公司生產的功率MOSFET APT10025JVR建立的模型。其最大耐壓1000V，電流34A，C_oss=1360pF，t_d(on)=22ns，t_r=20ns，t_d(off)=145ns，t_f=16ns。所用直流電壓源U_dc=100V，輸出電流的幅值I_o=21A，諧振頻率f_r=1MHz，由式（5）和式（6）計算出諧振極緩沖電容和關斷角的參考取值C=3980pF，β₀=34.68°。推出相應的φ=24.33°，f=1.058MHz，t_pw=175ns。

    諧振極緩沖電容對減少MOSFET關斷損耗的作用可以從工作波形看出，如圖4所示。

(a)    C=0

(b)    C=3980pF

圖4    串聯(lián)諧振逆變器中MOSFET關斷時刻的仿真波形

圖中：1—開關電壓2—開關電流3—關斷功率損耗

    以下取不同的緩沖電容值，對器件關斷功耗和平均損耗的影響作了仿真分析。仿真結果如表1所列。

表1    不同緩沖電容值對器件關斷損耗和平均損耗影響對比表

    由表1可看出，當C=3980pF，β₀=34.68°時，開關器件工作在零電壓開通狀態(tài)，總體損耗的大小也可以接受。如果電容值過小，關斷損耗特別大；電容值過大，一方面它減少關斷損耗的作用明顯降低了，另一方面還會導致巨大的通態(tài)損耗。

5    實驗結果

    在實際高頻大功率串聯(lián)諧振電路中，測量功率器件MOSFET的開通和關斷損耗是相當困難的。由于實際條件所限，實驗中采用如圖5所示的具有感性負載的單管測試電路。選用的功率MOSFET器件是IXYS公司生產的IXFX24N100。C_oss=750pF，t_d(on)=35ns，t_r=35ns，t_d(off)=75ns，t_f=21ns。直流電壓是經(jīng)過三相整流輸出的U_dc=100V。開關頻率f=1.005MHz。因為，該測試電路并未構成串聯(lián)諧振逆變器，無需考慮到關斷角β₀的影響。實驗波形如圖6所示。

圖5    簡化的具有感性負載的單管測試電路  [!--empirenews.page--]

（a）    C=0時，MOSFET的工作波形圖

（b）    C=0時，MOSFET關斷時刻的工作波形圖

（c）    C=500PF時，MOSFET的工作波形圖

（d）    C=500PF時，MOSFET關斷時刻的工作波形圖

圖6    測試電路中MOSFET的工作波形

（CH1為開關電流波形，CH2為示波器表筆衰減10后的開關電壓波形)

6    結語

    1）在頻率高達MHz級的串聯(lián)諧振逆變器中，開關器件漏源極兩端并聯(lián)一個適當大小的無損電容，可以減少關斷損耗；

    2）諧振電容值越大，關斷損耗越小，但總體損耗增加，在選擇C值時，應折衷考慮；

    3）實際工作過程中，隨著負載溫度的提高，從而使逆變器偏離最佳工作點，參數(shù)的選取應留有一定的裕度，以保證緩沖電容放電完畢才開通同橋臂的MOSFET器件，實現(xiàn)零電壓開通。