摘要：探討了一種適合MHz級(jí)高頻逆變器的無損諧振極電容緩沖器。詳細(xì)分析了逆變器的換流過程，研究了不同諧振極電容值對(duì)器件關(guān)斷損耗和總體損耗的影響，給出了設(shè)計(jì)方法。仿真和實(shí)驗(yàn)波形證明了理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：高頻逆變器；電容緩沖電路；換流過程；無損

1    引言

    隨著快速開關(guān)器件(如功率MOSFET)的出現(xiàn)，使高頻感應(yīng)加熱電源的實(shí)現(xiàn)成為可能。串聯(lián)諧振逆變器是實(shí)現(xiàn)高頻感應(yīng)加熱電源最常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。然而,若使其工作在頻率高于1MHz的情況下，為更好地限制di/dt和du/dt，減少器件的開關(guān)損耗，需對(duì)逆變器的緩沖電路提出更高的要求。

    常規(guī)的緩沖器，如RCD緩沖電路，采用電阻來放電，隨著開關(guān)頻率的提高，消耗在緩沖器上的能量也隨之增加，大大降低了整個(gè)逆變系統(tǒng)的效率。而在MOSFET漏源間直接并聯(lián)一個(gè)無損緩沖電容可以有效地降低開關(guān)器件的關(guān)斷損耗，將常規(guī)緩沖器中電阻消耗的能量反饋給負(fù)載或電源，更適合用于高頻逆變器場(chǎng)合。文獻(xiàn)[1][4]已在這方面進(jìn)行了理論分析和推導(dǎo)。在此基礎(chǔ)上，本文對(duì)在頻率高達(dá)MHz級(jí)情況下含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)諧振逆變器特性和參數(shù)設(shè)計(jì)作了進(jìn)一步探討，并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2    含有諧振極電容緩沖器的逆變器換流過程分析

    圖1為簡(jiǎn)化的含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)諧振逆變器主拓?fù)潆娐?。在四個(gè)橋臂上的開關(guān)器件MOSFET漏源兩端分別并聯(lián)了一個(gè)無損電容器，其中C₁=C₂=C₃=C₄=C。在感性負(fù)載條件下,開關(guān)頻率f應(yīng)略高于諧振頻率f_r，輸出電流i_o的相位滯后于輸出電壓U_o。具體工作過程如圖2所示。

圖1    簡(jiǎn)化的含有諧振極電容緩沖器的串聯(lián)逆變器主拓?fù)潆娐?

(a)    換向前            (b)    換向中

(c)換向后            (d)負(fù)載電流改變方向后

圖2    含有諧振極電容的串聯(lián)諧振逆變器的換流過程

    狀態(tài)0    換向前，S₁及S₄導(dǎo)通，負(fù)載電流方向?yàn)?i>i_o>0；此時(shí)電容C₁及C₄上的電壓為零。C₂及C₃上的電壓為U_dc，如圖4(a)所示。

    狀態(tài)1    S₁及S₄關(guān)斷，開始換向，負(fù)載電流以i_o/2向C₁及C₄充電，通過C₂及C₃放電，如圖4(b)所示。

    狀態(tài)2    在換向過程中，待C₁及C₄上的電壓達(dá)到U_dc，C₂及C₃上的電壓下降為零，而負(fù)載電流仍未過零，則會(huì)通過內(nèi)部反并聯(lián)二極管D₂及D₃續(xù)流，如圖4(c)所示。

    狀態(tài)3    負(fù)載電流i_o過零后，S₂及S₃導(dǎo)通，如圖4(d)所示。

    上述為上半個(gè)周期工作過程，下半個(gè)周期工作過程與上半個(gè)周期相似，在此從略。

3    諧振極電容緩沖器的設(shè)計(jì)方法

    對(duì)含有諧振極電容的串聯(lián)諧振逆變器，在工作過程中，如果緩沖電容尚未放電結(jié)束就觸通同橋臂的MOSFET器件(非零壓開通)，電容放電電流將直接流入開關(guān)管，不僅會(huì)造成巨大的開通損耗，而且開關(guān)管也易因過流而損壞。當(dāng)f_s>1MHz時(shí)，更增加了非零壓開通的危險(xiǎn)性。

    設(shè)計(jì)中，關(guān)鍵是如何確定電容C和關(guān)斷角β₀的數(shù)值。一個(gè)較大的C值，會(huì)減少關(guān)斷損耗，但同時(shí)會(huì)使通態(tài)損耗增加；β₀越小，功率因數(shù)就越高，但過小的β₀又將引起開關(guān)管的非零電壓開通。所以，在選擇C和β₀時(shí)，需在保證零電壓開通的前提下，取得盡可能小的關(guān)斷損耗。以下分析中均假定負(fù)載的品質(zhì)因數(shù)很高，且負(fù)載電流為正弦波。

    串聯(lián)諧振逆變器的輸出電流i_o和開關(guān)管漏源極間電壓u_DS波形如圖3所示。假定i_o在ω t=0時(shí)刻改變方向，i_o的幅值為I_o，則i_o可表示為

    i_o=I_osinωt    （1）

圖3    串聯(lián)諧振逆變器輸出電流和開關(guān)電壓波形圖

    在t=－t_off時(shí)刻，關(guān)斷S₁及S₄；t=－t_on時(shí)刻，反向二極管D₂及D₃開始導(dǎo)通。在(－t_off<t<－t_on)這段換向期間，C₁及C₄用負(fù)載電流i_o的1/2進(jìn)行充電，如圖2(b)。開關(guān)管S₁及S₄的開關(guān)電壓u_DS可表示為

     u_DS=(cosωt－cosβ₀)    （2）

    為保證零電壓開通，u_DS必須在t=0之前達(dá)到U_dc。圖3中，ωt=－ξ時(shí)，u_DS上升到U_dc。代入式（2）得

    cosβ₀=cosξ－    （3）

    式（3）中C，β₀，ω，ξ均未知，確定它們的數(shù)值非常困難，以下我們先討論如何選擇C值。

    在MOSFET可靠關(guān)斷，u_DS上升到U_dc的瞬間，負(fù)載電流i_o恰巧下降到零(ω t=0)。設(shè)此時(shí)C=C_n，則近似有

    C_n=    （4） [!--empirenews.page--]

式中：t_s為電流下降時(shí)間。

    在零電壓開通情況下，開通損耗接近為零，關(guān)斷損耗總是存在的，開關(guān)管兩端并聯(lián)的諧振極電容實(shí)際上相當(dāng)于一個(gè)關(guān)斷緩沖網(wǎng)絡(luò)。C越大，關(guān)斷損耗就越小，同時(shí)也將導(dǎo)致低功率因數(shù)，增加無功功率。通常，在C=0.45C_n附近，總體損耗達(dá)到最小^[2]。另外，在MHz級(jí)的高頻情況下，器件的輸出電容C_oss已不容忽視。所以，可參考式（5）來選取C值。

    C=0.45C_n－C_oss    （5）

    C值一旦確定，據(jù)式(3)即可通過選取恰當(dāng)?shù)?i>ξ來確定β₀。如果輸出功率恒定，ξ值偏大會(huì)導(dǎo)致較大的負(fù)載電流，增加了無功功率，所以，ξ必須選得盡可能小，假定ξ=0。串聯(lián)諧振逆變器中，開關(guān)頻率ω應(yīng)略大于負(fù)載諧振頻率ω_r，使其工作于感性狀態(tài)下。又考慮到開關(guān)頻率，負(fù)載電流等物理量在實(shí)際運(yùn)行中都會(huì)隨著負(fù)載溫度的變化而改變，從而可能使逆變器偏離最佳工作點(diǎn)，β₀的選取應(yīng)留有一定的裕度。設(shè)計(jì)中可參考式（6）來確定β₀

    β₀=cos^－1    （6）

式中：K應(yīng)根據(jù)實(shí)際線路中ω，I_o，U_dc的變化范圍來確定，一般取略大于1。

    根據(jù)上述所選擇的C和β₀值，下面討論帶有串聯(lián)諧振負(fù)載的串聯(lián)諧振逆變器中其它參數(shù)，如感性角φ，開關(guān)頻率ω，觸發(fā)脈沖的脈寬t_pw的設(shè)計(jì)方法。

    由圖3不難推出直流電流I_d的表達(dá)式為^[1]

    I_d=I_osinωtdωt=(cosξ＋cosβ₀)（7）

輸出功率

    P_o=U_dcI_d=U_dcI_ocosξ－ωCU_dc²（8）

視在功率    S=    （9）

負(fù)載功率因數(shù)

    PF=≈cosξ－ωCU_dc(10)

又因?yàn)樨?fù)載功率因數(shù)    PF=cosφ    (11)

由式（10）和(11)，假定ξ=0可得

    cosφ=1－=    (12)

由式（12）即可確定出合理的負(fù)載感性角φ。

又因?yàn)?

    tanφ=Q    (13)

式中：Q為品質(zhì)因數(shù)。

    由式（13）即可確定開關(guān)頻率ω。不難得出在此工作頻率下觸發(fā)脈沖的最佳脈寬為

    t_pw=－〔t_d(on)＋t_r＋t_d(off)＋t_f〕(14)

式中：t_d(on)，t_r，t_d(off)，t_f為MOSFET的內(nèi)部參數(shù)。

    由式(14)可知，脈寬的選擇不僅與β0及T有關(guān)，而且與器件本身的特性也有很大關(guān)系。

4    諧振極電容對(duì)器件關(guān)斷損耗和總體損耗的影響

    根據(jù)以上分析，當(dāng)逆變器工作在最佳狀態(tài)時(shí)，其開通損耗接近為零，也容易推出關(guān)斷過程中損失的能量為

    E_off=(15)

輸出功率因數(shù)cosφ為

    cosφ=1－(16)

由式(15)和(16)可以看出，C值越大，關(guān)斷時(shí)損失的能量E_off越小。但同時(shí)，輸出功率因數(shù)cosφ也降低了，假定輸出功率不變，將引起視在功率的增加，從而導(dǎo)致較大的通態(tài)損耗。

    以下用Pspice軟件進(jìn)行仿真分析。開關(guān)器件是根據(jù)APT公司生產(chǎn)的功率MOSFET APT10025JVR建立的模型。其最大耐壓1000V，電流34A，C_oss=1360pF，t_d(on)=22ns，t_r=20ns，t_d(off)=145ns，t_f=16ns。所用直流電壓源U_dc=100V，輸出電流的幅值I_o=21A，諧振頻率f_r=1MHz，由式（5）和式（6）計(jì)算出諧振極緩沖電容和關(guān)斷角的參考取值C=3980pF，β₀=34.68°。推出相應(yīng)的φ=24.33°，f=1.058MHz，t_pw=175ns。

    諧振極緩沖電容對(duì)減少M(fèi)OSFET關(guān)斷損耗的作用可以從工作波形看出，如圖4所示。

(a)    C=0

(b)    C=3980pF

圖4    串聯(lián)諧振逆變器中MOSFET關(guān)斷時(shí)刻的仿真波形

圖中：1—開關(guān)電壓2—開關(guān)電流3—關(guān)斷功率損耗

    以下取不同的緩沖電容值，對(duì)器件關(guān)斷功耗和平均損耗的影響作了仿真分析。仿真結(jié)果如表1所列。

表1    不同緩沖電容值對(duì)器件關(guān)斷損耗和平均損耗影響對(duì)比表

    由表1可看出，當(dāng)C=3980pF，β₀=34.68°時(shí)，開關(guān)器件工作在零電壓開通狀態(tài)，總體損耗的大小也可以接受。如果電容值過小，關(guān)斷損耗特別大；電容值過大，一方面它減少關(guān)斷損耗的作用明顯降低了，另一方面還會(huì)導(dǎo)致巨大的通態(tài)損耗。

5    實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    在實(shí)際高頻大功率串聯(lián)諧振電路中，測(cè)量功率器件MOSFET的開通和關(guān)斷損耗是相當(dāng)困難的。由于實(shí)際條件所限，實(shí)驗(yàn)中采用如圖5所示的具有感性負(fù)載的單管測(cè)試電路。選用的功率MOSFET器件是IXYS公司生產(chǎn)的IXFX24N100。C_oss=750pF，t_d(on)=35ns，t_r=35ns，t_d(off)=75ns，t_f=21ns。直流電壓是經(jīng)過三相整流輸出的U_dc=100V。開關(guān)頻率f=1.005MHz。因?yàn)?，該測(cè)試電路并未構(gòu)成串聯(lián)諧振逆變器，無需考慮到關(guān)斷角β₀的影響。實(shí)驗(yàn)波形如圖6所示。

圖5    簡(jiǎn)化的具有感性負(fù)載的單管測(cè)試電路  [!--empirenews.page--]

（a）    C=0時(shí)，MOSFET的工作波形圖

（b）    C=0時(shí)，MOSFET關(guān)斷時(shí)刻的工作波形圖

（c）    C=500PF時(shí)，MOSFET的工作波形圖

（d）    C=500PF時(shí)，MOSFET關(guān)斷時(shí)刻的工作波形圖

圖6    測(cè)試電路中MOSFET的工作波形

（CH1為開關(guān)電流波形，CH2為示波器表筆衰減10后的開關(guān)電壓波形)

6    結(jié)語

    1）在頻率高達(dá)MHz級(jí)的串聯(lián)諧振逆變器中，開關(guān)器件漏源極兩端并聯(lián)一個(gè)適當(dāng)大小的無損電容，可以減少關(guān)斷損耗；

    2）諧振電容值越大，關(guān)斷損耗越小，但總體損耗增加，在選擇C值時(shí)，應(yīng)折衷考慮；

    3）實(shí)際工作過程中，隨著負(fù)載溫度的提高，從而使逆變器偏離最佳工作點(diǎn)，參數(shù)的選取應(yīng)留有一定的裕度，以保證緩沖電容放電完畢才開通同橋臂的MOSFET器件，實(shí)現(xiàn)零電壓開通。