摘要：分析了開關(guān)電源待機(jī)損耗的構(gòu)成，介紹了幾種提高開關(guān)電源待機(jī)效率的方法。 敘詞：開關(guān)電源，待機(jī)效率，降頻 ，可控脈沖模式 Abstract：The composing of standby power loss of switch mode power supply(SMPS) is analyzed, and several ways to improve standby efficiency of SMPS are introduced. Keyword：SMPS, standby efficiency, reducing frequency, burst mode
1　引言

　　隨著能源效率和環(huán)保的日益重要，人們對開關(guān)電源待機(jī)效率期望越來越高，客戶要求電源制造商提供的電源產(chǎn)品能滿足BLUE ANGEL,ENERGY STAR, ENERGY 2000等綠色能源標(biāo)準(zhǔn)，而歐盟對開關(guān)電源的要求是：到2005年，額定功率為0.3W~15W，15W~50W和50W~75W的開關(guān)電源，待機(jī)功耗需分別小于0.3W，0.5W和0.75W。而目前大多數(shù)開關(guān)電源由額定負(fù)載轉(zhuǎn)入輕載和待機(jī)狀態(tài)時，電源效率急劇下降,待機(jī)效率不能滿足要求。這就給電源設(shè)計(jì)工程師們提出了新的挑戰(zhàn)。

2　開關(guān)電源功耗分析

　　要減小開關(guān)電源待機(jī)損耗，提高待機(jī)效率，首先要分析開關(guān)電源損耗的構(gòu)成。以反激式電源為例，其工作損耗主要表現(xiàn)為：MOSFET導(dǎo)通損耗600)this.width=600" border="0" />，MOSFET寄生電容損耗600)this.width=600" border="0" />，開關(guān)交疊損耗，PWM控制器及其啟動電阻損耗，輸出整流管損耗，箝位保護(hù)電路損耗，反饋電路損耗等。其中前三個損耗與頻率成正比關(guān)系，即與單位時間內(nèi)器件開關(guān)次數(shù)成正比。

在待機(jī)狀態(tài)，主電路電流較小，MOSFET導(dǎo)通時間ton很小，電路工作在DCM模式，故相關(guān)的導(dǎo)通損耗，次級整流管損耗等較小，此時損耗主要由寄生電容損耗和開關(guān)交疊損耗和啟動電阻損耗構(gòu)成。

3　提高待機(jī)效率的方法

　　根據(jù)損耗分析可知，切斷啟動電阻，降低開關(guān)頻率，減小開關(guān)次數(shù)可減小待機(jī)損耗，提高待機(jī)效率。具體的方法有：降低時鐘頻率；由高頻工作模式切換至低頻工作模式，如準(zhǔn)諧振模式（Quasi Resonant，QR）切換至脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）, 脈寬調(diào)制切換至脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation, PFM）；可控脈沖模式（Burst Mode）。

3.1 切斷啟動電阻

　　對于反激式電源，啟動后控制芯片由輔助繞組供電，啟動電阻上壓降為300V左右。設(shè)啟動電阻取值為47kΩ，消耗功率將近2W。要改善待機(jī)效率，必須在啟動后將該電阻通道切斷。TOPSWITCH，ICE2DS02G內(nèi)部設(shè)有專門的啟動電路，可在啟動后關(guān)閉該電阻。若控制器沒有專門啟動電路，也可在啟動電阻串接電容，其啟動后的損耗可逐漸下降至零。缺點(diǎn)是電源不能自重啟，只有斷開輸入電壓，使電容放電后才能再次啟動電路。而圖1所示的啟動電路，則可避免以上問題，而且該電路功耗僅為0.03W。不過電路增加了復(fù)雜度和成本。

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圖1 UC3842反激式電源啟動電路

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3.2　降低時鐘頻率

　　時鐘頻率可平滑下降或突降。平滑下降就是當(dāng)反饋量超過某一閾值，通過特定模塊，實(shí)現(xiàn)時鐘頻率的線性下降。POWER公司的TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片內(nèi)置了這樣的模塊，能根據(jù)負(fù)載大小調(diào)節(jié)頻率，圖2所示是SG6848時鐘頻率與其反饋電流的關(guān)系。

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圖2　SG6848反饋電流與時鐘頻率的關(guān)系

　　突降實(shí)現(xiàn)方法如圖3：以UCC3895為例，當(dāng)電源處于正常負(fù)載狀態(tài)時，Q1導(dǎo)通，其時鐘周期為：

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　　當(dāng)電源進(jìn)入待機(jī)狀態(tài)時，Q1關(guān)閉，時鐘周期增大為600)this.width=600" border="0" />

即開關(guān)頻率減小。開關(guān)損耗降為降頻前的600)this.width=600" border="0" />

（小于1）倍。L5991和Infineon公司的CoolSet F2系列已經(jīng)集成了該功能。

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3.3 切換工作模式

3.3.1 QR→PWM

　　對于工作在高頻工作模式的開關(guān)電源，在待機(jī)時切換至低頻工作模式可減小待機(jī)損耗。例如，對于準(zhǔn)諧振式開關(guān)電源（工作頻率為幾百kHz到幾MHz），可在待機(jī)時切換至低頻的脈寬調(diào)制控制模式PWM（幾十kHz）。

　　IRIS40xx芯片就是通過QR與PWM切換來提高待機(jī)效率的。圖4是IRIS4015構(gòu)成的反激式開關(guān)電源，重載時，輔助繞組電壓大，R1分壓大于0.6V，Q1導(dǎo)通，輔助準(zhǔn)諧振信號經(jīng)過D1,D2,R3,C2構(gòu)成的延時電路到達(dá)IRIS4015的FB腳，內(nèi)部比較器對該信號進(jìn)行比較，電路工作在準(zhǔn)諧振模式。當(dāng)電源處于輕載和待機(jī)時候，輔助繞組電壓較小，Q1關(guān)斷，諧振信號不能傳輸至FB端，F(xiàn)B電壓小于芯片內(nèi)部的一個門限電壓，不能觸發(fā)準(zhǔn)諧振模式，電路則工作在更低頻的脈寬調(diào)制控制模式。

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圖4 由IRIS4015構(gòu)成的QR/PWM反激式電源電路

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3.3.2 PWM→PFM

　　對于額定功率時工作在PWM模式的開關(guān)電源，，也可以通過切換至PFM模式提高待機(jī)效率，即固定開通時間，調(diào)節(jié)關(guān)斷時間，負(fù)載越低，關(guān)斷時間越長，工作頻率也越低。圖5是采用NS公司的LM2618控制的Buck轉(zhuǎn)換器電路和分別采用PWM和PFM控制方法的效率比較曲線。由圖可見，在輕載時采用PFM模式的電源效率明顯大于采用PWM模式時的效率，且負(fù)載越低，PFM效率優(yōu)勢越明顯。將待機(jī)信號加在其PW/600)this.width=600" border="0" />

引腳上，在額定負(fù)載條件下，該引腳為高電平，電路工作在PWM模式，當(dāng)負(fù)載低于某個閾值時，該引腳被拉為低電平，電路工作在PFM模式。實(shí)現(xiàn)PWM和PFM的切換，也就提高了輕載和待機(jī)狀態(tài)時的電源效率。

　　通過降低時鐘頻率和切換工作模式實(shí)現(xiàn)降低待機(jī)工作頻率，提高待機(jī)效率，可保持控制器一直在運(yùn)作，在整個負(fù)載范圍中，輸出都能被妥善的調(diào)節(jié)。即使負(fù)載從零激增至滿負(fù)載的情況下，能夠快速反應(yīng)，反之亦然。輸出電壓降和過沖值都保持在允許范圍內(nèi)。

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3.4　可控脈沖模式（Burst Mode）

　　可控脈沖模式，也可稱為跳周期控制模式（Skip Cycle Mode）是指當(dāng)處于輕載或待機(jī)條件時，由周期比PWM控制器時鐘周期大的信號控制電路某一環(huán)節(jié)，使得PWM的輸出脈沖周期性的有效或失效，如圖6所示。這樣即可實(shí)現(xiàn)恒定頻率下通過減小開關(guān)次數(shù)，增大占空比來提高輕載和待機(jī)的效率。該信號可以加在反饋通道，PWM信號輸出通道，PWM芯片的使能引腳（如LM2618,L6565）或者是芯片內(nèi)部模塊(如NCP1200，F(xiàn)SD200，L6565和TinySwitch系列芯片)。

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圖6 Burst Mode控制信號與驅(qū)動信號圖

　　NCP1200的內(nèi)部跳周期模塊結(jié)構(gòu)見圖7，當(dāng)反饋檢測腳FB的電壓低于1.2V（該值可編程）時，跳周期比較器控制Q觸發(fā)器，使輸出關(guān)閉若干時鐘周期，也即跳過若干個周期，負(fù)載越輕，跳過的周期也越多。為免音頻噪音，只有在峰值電流降至某個設(shè)定值時，跳周期模式才有效。

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圖7 NCP1200跳周期模塊結(jié)構(gòu)

　　而FSD200則是通過控制內(nèi)部驅(qū)動器實(shí)現(xiàn)可控脈沖模式，即將600)this.width=600" border="0" />

腳的反饋電壓與0.6V/0.5V遲滯比較器比較，由比較結(jié)果控制門極驅(qū)動輸出，其結(jié)構(gòu)可見圖8。我們可根據(jù)此原理用分立元件實(shí)現(xiàn)普通芯片的Burst Mode功能，即檢測次級電壓判斷電源是否處于待機(jī)狀態(tài)，通過遲滯比較器，控制芯片輸出，電路如圖9所示。[!--empirenews.page--]

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　　控制反饋通道是實(shí)現(xiàn)一般PWM控制器的可控脈沖模式的方法之一。其電路可見圖10，600)this.width=600" border="0" />

是                       600)this.width=600" border="0" />

反饋信號，當(dāng)Burst Signal為低電平時，Q1關(guān)斷，600)this.width=600" border="0" />

電路正常工作，當(dāng)Burst Signal為低電平時，Q1導(dǎo)通，R1被短路，

流過Q1，                 600)this.width=600" border="0" />

被拉高至                  600)this.width=600" border="0" />

-0.6V，反饋信號   600)this.width=600" border="0" />

不能反映在             600)this.width=600" border="0" />

上，控制器因此輸出低電平。

　　另外對于有使能腳的PWM控制器，如L6565等，用可控脈沖信號控制使能腳使控制芯片有效或失效，也可以實(shí)現(xiàn)Burst Mode，上述Burst Signal可由圖1中所示的遲滯比較器產(chǎn)生。

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圖10 控制反饋通道的Burst Mode

4　存在的問題

　　以上介紹的降頻和Burst Mode方法在提高待機(jī)效率的同時，也帶來一些問題，首先是頻率降低導(dǎo)致輸出電壓紋波的增加，其次如果頻率降至20kHz以內(nèi)，可能有音頻噪音。而在Burst Mode的OFF時期內(nèi)，如果負(fù)載激增，輸出電壓會大大降低，如果輸出電容不夠大，電壓甚至可能降低至零。如果增大輸出電容，以減小輸出電壓紋波，則會導(dǎo)致成本增加，并會影響系統(tǒng)動態(tài)性能。因此必須綜合考慮。