摘要：開關電源并聯系統(tǒng)產生的環(huán)流和振蕩會對電子元件產生高電壓沖擊，降低功率因數，并且使并聯的各個模塊之間產生抑止。因此，對開關電源并聯系統(tǒng)的技術研究得到了廣泛的關注。分析了直流變換器并聯系統(tǒng)產生環(huán)流和振蕩的原因和過程，并通過實驗結果得以驗證。最后總結出幾種有效解決并聯系統(tǒng)環(huán)流和振蕩問題的方法。

    關鍵詞：直流變換器；并聯；環(huán)流；振蕩

引言

多個開關電源模塊并聯是解決大功率供電系統(tǒng)的關鍵技術，它的優(yōu)點是，可以靈活組合成各種功率等級的供電系統(tǒng)、提高了系統(tǒng)的可靠性、通過N＋1冗余獲得容錯冗余功率、可以實現熱更換、便于維修等。

原來應用于開關電源中的整流器二極管，由于效率較低，大部分已經被MOSFET代替。這樣，在采用高效率MOSFET的同時，也產生了一些問題。

在同步整流器中的MOSFET相當于一個雙向開關，它不僅可以通過正向的電流，也允許反向電流通過。

在同步整流器中，控制MOSFET的電路與MOSFET導通電路形成了交叉連接（cross-coupled）。這樣一種電路的拓撲與晶體管多諧振蕩器很相似，也就是說，這種電路本身就可以形成振蕩。

所以，模塊并聯運行時，由于各個模塊輸出電壓之間的差異，會導致輸出電壓高的模塊與輸出電壓低的模塊之間產生環(huán)流，形成振蕩。這樣，輸出電壓低的模塊不僅不對外提供電流，還吸收輸出電壓高的模塊的電流；輸出電壓高的模塊不僅要提供負載電流，還要提供其它模塊的電流。因此，輸出電壓高的模塊就會受到大電流的沖擊；振蕩會產生大的電壓沖擊；幾個模塊之間互相干擾，輸出電壓高的模塊會抑制輸出電壓低的模塊。

本文主要針對直流開關電源并聯系統(tǒng)，通過對可能產生環(huán)流的結構進行理論分析，闡明了產生環(huán)流和振蕩的原因和過程，并總結出幾種有效解決環(huán)流的控制方法。

1 并聯系統(tǒng)產生環(huán)流的分析

圖1為兩個采用自驅動同步整流的正激DC/DC電源模塊的并聯系統(tǒng)原理圖。

圖1

    圖1模塊1中，S1是同步整流管，S2是續(xù)流管，L1是濾波電感，C2是濾波電容，R是并聯系統(tǒng)的負載。S3是MOSFET開關，控制變壓器原邊線圈的導通。C1和D4構成變壓器原邊線圈的續(xù)流回路。

由于S1代替了原來的二極管，使得原本只能單向導通的支路，允許反向電流通過。在并聯系統(tǒng)中，當兩個模塊之間存在差異時，輸出電壓會有差值，這是導致整流回路出現環(huán)流的主要原因。

兩個模塊的輸入電壓相同，控制方式都相同，當其中一個模塊的參考電壓較高時，這里假設模塊2的參考電壓較高，就會導致S7的導通角要大于S3，使模塊2的輸出電壓較高。

這時，從輸出端看，可以將兩個模塊分別等效為理想電壓源與電阻串聯的結構。如圖2所示。

從圖2可以很明顯地看出，當Vout2>Vout1時，極有可能構成回路，產生環(huán)流。

2 產生自激振蕩時的理論分析

由于環(huán)流現象的存在，使得如圖1所示的并聯運行的電源系統(tǒng)會產生自激振蕩現象。

根據開關狀態(tài)不同，可以分為4個時段。

1）狀態(tài)1 S3關斷，S1關斷，S2導通。

此時模塊1的等效電路如圖3所示。圖中Lm是變壓器的勵磁電感，Cp是變壓器原邊等效到副邊的電容值，S1，S2和S3關斷時分別等效成電容CS1，CS2和CS3，V2是輸出電壓。

Cp=n2CS3    （1）

式中：n為變壓器變比。

此時vS2=0，加在S1兩端的電壓為

由于S1由導通到關斷，vS1的初值為零，可以得到

式中：iL10和iLm0為iL1和iLm的初始值。

當vS1減小到零時，進入狀態(tài)2。

2）狀態(tài)2 S3關斷，S1導通，S2關斷。此時的等效電路圖如圖4所示。

此時有vS1=0。且

由于vS2的初始值為零，可以得到

式中：

其中：iLm0和iL10為iL1和iLm在第二階段的初始值；

Ts為單位時間。

3）狀態(tài)3 S3導通，S1導通，S2關斷。此時的等效電路圖如圖5所示。

V1/n是變壓器副邊繞組的電壓，此時iL1和iLm都線性增長。

4）狀態(tài)4 S3關斷，S1導通，S2關斷。此時的等效電路圖和狀態(tài)2是相同的，所有量的時間函數表達式也都相同，只是初始值不同。

3 仿真和實驗結果

為了驗證上述環(huán)流和振蕩現象的分析結果，用Pspice對圖1所示的兩個自驅動的電源模塊系統(tǒng)進行了仿真，并制作了實驗模塊。

仿真和實驗系統(tǒng)的主要參數為：輸入電壓60V，輸出電壓5V，開關頻率為200kHz。并使模塊2單獨運行時的輸出電壓略高于模塊1的輸出電壓。

圖6和圖7分別為仿真結果和實驗結果。其中V1為模塊1中整流管S1源-漏極之間的電壓；V3為開關管S3源-漏極之間的電壓。

仿真結果和實驗結果表明，由于環(huán)流的存在，使得在并聯系統(tǒng)中出現了自激振蕩現象。

4 解決環(huán)流及振蕩問題的幾種措施

并聯運行的電源模塊出現環(huán)流和振蕩后，會影響系統(tǒng)的正常工作。必須采取適當的措施避免環(huán)流和振蕩現象的產生?？梢圆扇∪缦麓胧?。

4.1 電阻器法

在產生環(huán)流的回路中加入電阻器，這相當于增加了整個環(huán)流回路的電阻，可以減小環(huán)流。但是，所加入的電阻器在開關電源的輸出回路中，必然減小輸出電壓和電流。只有在對開關電源的輸出要求不高時，可以使用本方法。

4.2 采用檢測的手段加以控制消除

在各個開關電源模塊中加入電流檢測器，當某一模塊的電流發(fā)生非正常變化時，將檢測到的信號送到控制器，控制器通過控制電路使該模塊恢復正常工作，防止環(huán)流現象的發(fā)生。

這種方法可以與均流控制相結合，在防止環(huán)流產生的同時，使電流在各個模塊之間均勻分配。

4.3 改變整流MOSFET的驅動

4.3.1 改進自驅動[5]

圖8所示為一自驅動同步整流模塊。

電路在多模塊并聯運行時，當某一模塊因某種原因停止輸出電壓時，由于其它模塊仍在工作，且該模塊輸出端與其它模塊相聯，故輸出電壓Vout仍然存在。這時雖然該模塊不工作，但是由于結構上的原因，S1和S2的源極與漏極的電壓為Vds=Vout，柵極與漏極的電壓為Vgs=Vout，因此S1和S2都導通，從而將Vout短路，勢必導致環(huán)流。

改進后的自驅動模塊如圖9所示。

圖9

    S5和S6是P溝道MOSFET。當模塊正常工作時，S5和S6只起驅動電壓緩沖作用，不影響S1和S2的驅動電壓波形。當模塊不工作時，雖然Vout仍然存在，但由于S5和S6的阻斷，電壓Vout不能加到S1和S2的柵極上，而且由于電阻R5和R6，靜電不會在柵極上積累，此時S1和S2的管腳電壓為Vds=Vout及Vgs=0。因此，S1和S2都不會導通。這樣便有效地改進了自驅動結構。

4.3.2 將自驅動改為他驅動

整流MOSFET的驅動不用自驅動，而用他驅動。將前面的單整流MOSFET結構按此方法修改后如圖10所示。整流MOSFET S1的柵極接到PWM控制電路上，改變了原來的十字交叉（Cross-coupled）結構，避免了環(huán)流和振蕩的產生。

圖10

    將有兩個整流MOSFET的自驅動結構改為他驅動后如圖11所示。整流MOSFET S1和S2的驅動信號由PWM控制電路提供，同樣改變了原來的十字交叉結構，有效地避免了環(huán)流和振蕩的產生。

圖11

5 結語

在分析了直流變換器并聯系統(tǒng)產生環(huán)流和振蕩原因的基礎上，提出了幾種有效解決問題的方法。