功率單元串聯(lián)拓?fù)淦毡閼?yīng)用于中電壓驅(qū)動(dòng)器。其中2MVA容量以下的低功率產(chǎn)品，正面臨殘酷的成本競(jìng)爭(zhēng)，所幸，創(chuàng)新的絕緣閘雙極性電晶體(IGBT)模組，進(jìn)一步將設(shè)計(jì)推向更高的性價(jià)比。本文以EconoDUAL封裝為基礎(chǔ)，從應(yīng)用層面說(shuō)明新型的1,700伏特(V)H型橋式模組。本模組提供許多優(yōu)點(diǎn)，不僅能夠?qū)崿F(xiàn)功率單元設(shè)計(jì)最佳化及縮小產(chǎn)品體積，也能使IGBT4 E4及P4晶片的各項(xiàng)優(yōu)勢(shì)獲得充分運(yùn)用；這兩款晶片是具備軟切換及更高Tvj.op的最新一代產(chǎn)品。本產(chǎn)品開發(fā)的額定電流達(dá)250安培(A)，以因應(yīng)低功率范圍的單元需求，并有效的實(shí)現(xiàn)34毫米(mm)及62毫米封裝替代的解決方案。此外，本文將延伸探討輸出電流能力對(duì)于功率消耗及溫度分布的關(guān)系。

目前有許多轉(zhuǎn)換器拓?fù)溟_始被應(yīng)用于中電壓驅(qū)動(dòng)器，就如中國(guó)的2.3仟伏(kV)、3.3kV、6kV及10kV驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。對(duì)于20百萬(wàn)瓦(MW)以下的低功率及中功率容量，驅(qū)動(dòng)器制造商大都提供不同電路拓?fù)涞碾妷涸醋冾l器(VSI)，如二階和多階VSI，普遍使用的有三階中性點(diǎn)箝位(3L NPC)、四階飛馳電容(4L-FC)及串聯(lián)H型橋式功率單元(CHB)。三階或五階ANPC等新興技術(shù)是為了損耗平衡而研發(fā)，可免除在低速切換頻率條件下電流與功率的降額應(yīng)用。至于在高功率容量方面，負(fù)載換相式電流變頻器(LCI)現(xiàn)在已經(jīng)開始應(yīng)用矽控整流器(SCR)，甚至是閘關(guān)閘流體(GTO)和對(duì)稱型閘換向閘流體(SGCT)。此外，百萬(wàn)瓦特功率范圍的高壓變頻調(diào)速裝置(MVD)不僅是標(biāo)準(zhǔn)產(chǎn)品，也是工業(yè)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)或能源轉(zhuǎn)換的關(guān)鍵所在。工業(yè)部門需要驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)及功率轉(zhuǎn)換器提供不同功效，因此建立不同的電路拓?fù)?，以滿足各種不同的應(yīng)用需求。

目前主流的功率單元串聯(lián)拓?fù)?，能夠提供完美的正弦輸入波形及低電流失真，利用多重繞組相移變壓器容易實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)，并可輕松維護(hù)。圖1所示為一般的基本拓?fù)?。各個(gè)相位的功率單元數(shù)量可由功率單元輸出電壓決定，即使在較低的切換頻率下，每個(gè)功率單元通常多數(shù)應(yīng)用至1kHz，不過(guò)較高的等效串聯(lián)諧振頻率(fs)取決于系統(tǒng)輸出的需求，因此可能采用不同拓?fù)?，例如三階H型電橋及脈沖寬度調(diào)變(PWM)整流。1,700V IGBT在功率轉(zhuǎn)換過(guò)程扮演重要角色。由于需要更高的功率密度和更低的成本，因此市面上已開發(fā)H型橋式模組來(lái)因應(yīng)近30%市占率的低功率需求。

圖1 主要電路及功率單元的拓?fù)?/p>

1,700V H型橋式模組簡(jiǎn)介

EconoDUAL外殼提供17毫米(mm)標(biāo)準(zhǔn)高度的平板式設(shè)計(jì)。1,700V H型橋式模組是以同類型最佳的封裝為基礎(chǔ)進(jìn)行開發(fā)。其拓?fù)涓庞^如圖2所示。該模組提供100?250A的額定電流，搭配1,700V的阻斷電壓。雖然可能需要50A或75A等較低額定電流的產(chǎn)品，但是產(chǎn)品成本必須與價(jià)格取得平衡，尤其封裝成本是其中的關(guān)鍵因素；因此可藉由搭配100A額定電流的IGBT涵蓋這類需求。1,700V IGBT4搭配溝槽場(chǎng)截止(Trench Field-Stop)技術(shù)，可進(jìn)一步滿足特殊應(yīng)用需求，其中功率消耗主要來(lái)自導(dǎo)通損失，因?yàn)閼?yīng)用在低頻率的fs幾乎可以忽略切換耗損。

圖2 1700V H型橋式模組

H型橋式拓?fù)浼軜?gòu)配置四個(gè)IGBT及四個(gè)FWD，可采用62毫米(mm)×122毫米的封裝。圖3顯示其內(nèi)部晶片配置及外觀尺寸。上臂及下臂IGBT采用系統(tǒng)化配置方式，實(shí)現(xiàn)最佳化換流回路，因此內(nèi)部雜散電感可降低至約23nH。DC+、DC–及T1、T2為AC輸出級(jí)的功率端子，位置都經(jīng)過(guò)精心設(shè)計(jì)以滿足功率單元之間的連接需求。端子與散熱片之間的空間距離為12.5毫米，端子與端子之間的空間距離則為10毫米，足以滿足功率單元690V輸入電壓的安規(guī)需求。如果在嚴(yán)重污染的條件下需要更大的空間距離，應(yīng)考慮增加使用絕緣材料等特殊措施。IGBT和FWD的熱源均妥善均勻分布在整個(gè)基板區(qū)域，如此一來(lái)可有效提升輸出電流能力。這項(xiàng)34毫米及62毫米產(chǎn)品的替代解決方案，對(duì)于實(shí)現(xiàn)更高功率密度的功率單元非常重要。此外，封裝的頂部也采用具備EiceDriver IC的轉(zhuǎn)接板，有助于降低成本及實(shí)現(xiàn)精巧的功率單元設(shè)計(jì)。

圖3 晶片配置與外觀尺寸

IGBT4特性

以下將以英飛凌(Infineon)F4-250R17MP4做為測(cè)試模組，以了解不同Tvj.op情況下的IGBT晶片切換特性。

切換行為

圖4顯示關(guān)斷過(guò)程的波形。a線為收集極電流Ic，b線為閘極電壓Vge，c線為集-射極電壓Vce。條件為Vdc=900V、Ic=250A、Vge=±15V、Rgon/off=1ohm、Tvj.op=25℃、125℃、150℃。其他測(cè)試也應(yīng)用相同條件。就下方波形而言，在不同的Tvj.op下測(cè)量電壓過(guò)沖最高148V。若增加Tvj.op，過(guò)沖電壓將微幅上升但仍然是低的。關(guān)斷電流波形的外觀更為柔和，沒(méi)有任何寄生振蕩。圖5顯示導(dǎo)通波形，圖6顯示逆向恢復(fù)波形。

圖4 關(guān)斷過(guò)程波形

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圖5 導(dǎo)通過(guò)程的波形

圖6 逆向恢復(fù)過(guò)程的波形

RBSOA能力

為了驗(yàn)證2×Ic電流(500A)的關(guān)閉能力，我們采用下列方式進(jìn)行波形測(cè)量 (圖7)，此可進(jìn)一步測(cè)試250A裝置的 RBSOA。從測(cè)試結(jié)果來(lái)看，最高1,152V的電壓仍維持在限制范圍內(nèi)。這顯示在不同Tvj.op關(guān)閉2×Ic時(shí)的耐用性非常高。

圖7 測(cè)試波形

[@B]熱效能[@C] 熱效能

在內(nèi)部配置方面，將兩個(gè)IGBT晶片及一個(gè)FWD晶片配置為一組開關(guān)。為了進(jìn)一步分析基板的溫度分布，我們使用ANSYS軟體建立H型電橋模組的模擬模型。液冷條件定義為Ta=40℃及傳熱系數(shù)4,000W/m2K。IGBT及FWD分別產(chǎn)生大約214瓦(W)及284W的功率消耗。晶片有效區(qū)域模擬結(jié)果如圖8所示?？山逵善骄鍦囟萒c來(lái)計(jì)算熱阻Rthjc=(Tjmax-Tc)/P，其中P為功率消耗，而Tjmax則是半導(dǎo)體晶片接面區(qū)域的溫度。不過(guò)預(yù)估點(diǎn)是位于晶片中央下方的垂直位置。由于IGBT及FWD在換流操作期間會(huì)產(chǎn)生熱耦合，因此實(shí)際的熱能分布可能不同。為了確保裝置能在高動(dòng)態(tài)應(yīng)力情況下安全運(yùn)作，Rthjc考量20%的設(shè)計(jì)余量以提供短暫的動(dòng)態(tài)溫度瞬變及模組操作溫度不均勻等特性；因此每個(gè)開關(guān)的IGBT Rthjc=0.0885K/W及FWD Rthjc=0.185K/W都清楚注明在規(guī)格表中。這樣就能以熱能觀點(diǎn)評(píng)估IGBT的Tvj.op是否安全。暫態(tài)熱阻Zthjc也可透過(guò)類似方式達(dá)成；而接面溫度漣波可由Zthjc的RC網(wǎng)路取得，并藉由結(jié)合IGBT4 PC與TC曲線來(lái)取得使用壽命的預(yù)估值。

圖8 IGBT(左)及FWD(右)溫度分布

應(yīng)用實(shí)例分析

·功率單元

功率單元是子系統(tǒng)，包含IGBT模組、電解電容、驅(qū)動(dòng)板及散熱片和控制器等裝置。冷卻設(shè)計(jì)非常關(guān)鍵，可協(xié)助提升H型電橋模組的輸出電流能力。特別是在需要如圖9所示的替代解決方案時(shí)，由于EconoDUAL(62毫米×122毫米)的等效基板區(qū)域與2pcs 62毫米(61.4毫米×106.4毫米)相比，H型橋式模組的有效散熱區(qū)域可能較少，但轉(zhuǎn)換相同功率時(shí)所需的單元體積和大小反而較小。不過(guò)仍須考慮使用銅散熱片或嵌入式熱導(dǎo)管等特殊冷卻方式，以提升電流能力。

圖9 62毫米替代解決方案

依據(jù)功率單元的一般工作條件，由模擬結(jié)果針對(duì)不同功率單元的應(yīng)用提出相對(duì)應(yīng)產(chǎn)品(表1)。此功率單元的額定功率約46.8kW，以P=Vo×Io×cosΦ公式進(jìn)行預(yù)估。因此F4-250R17MP4模組的轉(zhuǎn)換功率密度計(jì)算公式為P/A=46.8kW/7564mm2=6.2W/mm2，而2pcs的62毫米P/A=1.1mW/mm2功率密度更??；其中P是轉(zhuǎn)換功率，A則是模組基板區(qū)域。不過(guò)H型電橋模組的輸出電流能力，可能由真實(shí)操作的Tvj.op決定，而這完全取決于功率單元的設(shè)計(jì)，特別是散熱條件。

·溫度

為了進(jìn)一步檢查2pcs 62毫米模組解決方案的溫度差異，我們采用最新版本的IPOSIM工具進(jìn)行模擬。為簡(jiǎn)化模擬內(nèi)容，假設(shè)F4模組每臂的Rthha約比2pcs 62毫米的部分高出兩倍。其中原因在于2pcs 62毫米模組的基板區(qū)域幾乎是F4模組的兩倍，非常有利于快速散熱。不過(guò)這項(xiàng)假設(shè)僅是根據(jù)H型電橋模組的最差散熱能力，并不是實(shí)際的工作條件。表2顯示在正常及過(guò)載狀況下兩個(gè)模組的比較結(jié)果。每個(gè)開關(guān)的Rthha=0.54k/W是由IGBT4允許的最大操作接面溫度Tvj.op=150℃決定。即使散熱片溫度120.9℃已達(dá)到過(guò)載條件，F(xiàn)4模組仍可在安全的操作接面溫度內(nèi)妥善運(yùn)作，并具備高可靠性。兩種模組的功率消耗大致相同。若能提升外部散熱系統(tǒng)，就能降低F4模組的Tvj.op及Th。

兩種模組的基準(zhǔn)請(qǐng)參閱圖10(a)。依據(jù)模擬結(jié)果，F(xiàn)4模組的輸出電流能力略高于62毫米。這可能是歸功于較低的功率消耗及較小的Rthjc所達(dá)成。不過(guò)由于F4模組的外殼尺寸的精簡(jiǎn)化，因此很難實(shí)現(xiàn)Rthha=0.27K/W。透過(guò)使用R-Tools將 F4模組的溫度分布顯示如圖10(b)。這項(xiàng)模擬是基于使用190毫米×250毫米尺寸的散熱器及2.0m/s流速。

圖10 基準(zhǔn)及溫度分析

本文說(shuō)明1,700V H型橋式模組在產(chǎn)品、應(yīng)用及熱行為和切換耐用性等方面的特色。此系列的IGBT專門用于功率單元串聯(lián)拓?fù)?，有利于功率單元朝向更高功率密度及精巧外型的方向發(fā)展。本模組將成為較佳的替代解決方案取代傳統(tǒng)設(shè)計(jì)。

(本文作者任職于英飛凌)[!--empirenews.page--]