雙變流器補償式UPS控制研究

1 引 言

　　現(xiàn)代工業(yè)的發(fā)展對電能質量的要求越來越高，如何為電力用戶提供安全可靠的“綠色”電源是目前電源研究領域的熱點。隨著工業(yè)的發(fā)展，電力用戶對電能質量提出了更高的要求，UPS作為一種不間斷供電設備，是改善電能質量的重要措施之一，也是關鍵設備得以正常運行的重要保證。為適應發(fā)展的要求，近年來其也在不斷地進行完善和改進。先后出現(xiàn)了后備式、在線式、三端口在線互動式及雙變流器串并聯(lián)補償式等幾種結構類型的UPS。其中由Kamran和Silva提出的雙變流器串并聯(lián)補償式UPS，既可以補償非線性負載中的無功電流及諧波電流，同時還可以補償電源電壓的諧波及基波偏差，較傳統(tǒng)雙變換在線式UPS而言，輸入功率因數(shù)高，輸出能力強，具有綜合的電能質量調節(jié)能力，是一種值得推廣應用的新型UPS。目前國外UPS廠家只有美國APC公司擁有此項專利技術，在市場上已經(jīng)推出Silcon DP300E系列大功率UPS；國內則剛剛處在研究的初始階段，還有許多研究工作需要進行。

　　本文介紹了雙變流器串并聯(lián)補償式UPS的工作原理，在此基礎上討論了此類UPS基于同步旋轉坐標系下PI加重復控制的系統(tǒng)控制方案，實現(xiàn)了雙變流器串并聯(lián)補償式UPS的全部控制功能。

2 系統(tǒng)工作原理

　　圖1示出雙變流器串并聯(lián)補償式UPS的工作原理圖。圖中變流器Ⅰ和Ⅱ都是雙向AC←→DCSPWM變流器，其直流側接蓄電池Eb(其內阻等效為理想的恒定電阻Rb)和電容C。變流器I經(jīng)電感L1和變壓器T輸出電壓Δv串接在電源電壓vs和負載電壓vL之間，稱之為串聯(lián)補償變流器。其輸出的補償電壓由兩部分組成：

　　Δvh為諧波補償電壓，它與交流電源中的諧波電壓vsh大小相等，但方向相反；Δvl為基波電壓補償量，補償電源電壓基波Δvsl與負載電壓額定值vR的偏差。所以變流器I提供的補償電壓Δv既抵消vs中的諧波vsh，又補償基波電壓vsl,使負載電壓vL成為與電源基波電壓vsl同相的正弦波額定電壓vR。

　　變流器Ⅱ經(jīng)L2、C2濾波后并接在負載兩端，稱之為并聯(lián)補償變流器。若負載為非線性負載，則負載電流iL由基波有功電流iLP、基波無功電流iLQ和諧波電流iLh3部分組成。對變流器Ⅱ進行實時控制，可使它輸出至負載的電壓為正弦波額定電壓vR，并向負載輸出電流i3=iLQ+iLh+(iLP-is)。其中iLQ、iLh補償負載無功和諧波電流，使電源僅向負載輸出基波有功電流is，而負載的有功電流iLP則由交流電源(is)和變流器Ⅱ(i2d)共同提供。

　　由上述分析可知，在非線性負載、電源電壓高于或低于額定值vR且含有諧波電壓時，這種UPS通過串、并聯(lián)補償變流器的共同作用，可使負載電壓vL補償?shù)脚c電源電壓同相的額定正弦電壓vR，避免了網(wǎng)側諧波電壓對負載的影響；同時電源僅輸入基波有功電流is，功率因數(shù)近乎為1，克服了傳統(tǒng)雙變換在線式UPS因輸入整流部分所帶來的輸入功率因數(shù)較低的缺點。通常電源基波電壓偏離額定值小于±15%，因此變流器Ⅰ僅補償Δv ≤±15%的額定電壓，其容量僅為系統(tǒng)容量的20%左右。正常時,市電與雙變流器共同對負載供電，兩變流器的最大功率強度只有負載功率的20%，相對始終在100%負載功率下工作的傳統(tǒng)雙變換在線式UPS而言，不僅整機效率高，功率器件損耗小，壽命長，可靠性高，而且有足夠的功率裕量去應付特殊的負載(沖擊負載、瞬間過載等)，因此輸出能力得到很大的增強，相同容量的造價也降低了。一旦市電停電，變流器Ⅱ從蓄電池獲取電能繼續(xù)不間斷的對負載供電；當電網(wǎng)正常后，重新恢復市電與雙變流器共同對負載供電，在正確的控制策略作用下，可以實現(xiàn)輸出電壓無間隙、無突變。

3 系統(tǒng)的控制

　　對于圖1所示的雙變流器串并聯(lián)補償式UPS應使得市電輸入電流is是與電源基波電壓vsl同相的正弦有功電流，電源供電的功率因數(shù)為1；同時負載電壓vL為基波正弦電壓，且vL=vR(額定值)并與vsl同相。為實現(xiàn)此控制目標，采用圖2所示的基于同步旋轉坐標系下的控制系統(tǒng)。

3.1、電網(wǎng)輸入電流的控制

　　控制串聯(lián)變流器VSC作為基波正弦電流源運行，使其橋端輸出電流il為純正弦波，則串聯(lián)變流器就可以實現(xiàn)通過串聯(lián)變壓器向電網(wǎng)串聯(lián)注入基波正弦電流is且is與isl同相，使交流電源電流中無諧波電流，無無功電流，供電功率因數(shù)為1，其控制框圖如圖2所示。

　　由于串聯(lián)變流器受控為基波正弦電流源，因此，可以采用基于同步旋轉坐標系下的高頻PWM整流器直接電流控制方案。圖3為雙變流器串并聯(lián)補償式UPS控制系統(tǒng)電路結構，由圖3可得串聯(lián)變流器輸入電流滿足下式 (忽略電感電阻)：

式中，i1d，i1q為變流器橋端輸出電流i1(a，b，c)在同步旋轉坐標系下的d、q軸分量，同理Vcd，Vcq為變流器電網(wǎng)輸入電壓Vc(a，b，c)的d、q分量，V1d，V1q則為控制量(即變流器橋端輸出電壓)?？梢姶?lián)變流器橋端輸出d、q軸電流除受控制量V1d，V1q的影響外，還受解耦電壓ωL1i1q，ωL1i1d和串聯(lián)變流器輸入電網(wǎng)電壓Vcd，Vcq的擾動影響。因此，在控制系統(tǒng)中引入解耦電壓反饋和輸入電網(wǎng)電壓前饋，以消除它們對系統(tǒng)的擾動影響。
　　
　　根據(jù)式(1)、式(2)可以構成如圖2所示的電網(wǎng)輸入電流控制系統(tǒng)。檢測三相ABC系統(tǒng)的負載電壓VL(a，b，c)、負載電流iL(a，b，c)和電源電壓Vs(a，b，c)，作為電源電流指令生成模塊的輸入。經(jīng)三相靜止到兩相同步旋轉坐標變換(ABC／dq)和低通濾波器LPF后得到與基波交流分量對應的直流分量VLd，VLq，Ilq,Isd,Vsd,Vsq。

　　忽略電池充電功率和系統(tǒng)中電感、電容、開關器件的功率損耗，由系統(tǒng)功率平衡可知：

　　　

則有:

式中：Psdc為交流電源輸入功率；PLdc為負載有功功率；V s1為輸入電源電壓的基波幅值，

　　若考慮系統(tǒng)中的功率損耗，則需在I* s1中附加一增量ΔIs，其由直流母線電壓調節(jié)器Gd(s)產(chǎn)生。指令電流I* s1反映了負載所需有功功率的大小，此值除以串聯(lián)變壓器變比Ns后作為串聯(lián)變流器VSC的d軸電流控制指令。由于不希望電網(wǎng)電流中包含無功分量，因此q軸電流控制指令I* 1q=0。電流調節(jié)器Gc(s)的輸出結合解耦電壓反饋和電網(wǎng)電壓前饋合成控制量V1d,V1q經(jīng)兩相同步旋轉到三相靜止坐標變換(dq／ABC)后生成三相調制電壓V1a,V1b,V1c。分別與三角載波Vtr進行比較，以獲得串聯(lián)變流器的PWM開關控制信號，使電源電流is跟蹤i*s，則可實現(xiàn)作為正弦電流源的串聯(lián)變流器對電源電流的控制功能。

　　區(qū)別于高頻PWM整流器，由于串聯(lián)變流器的輸入電網(wǎng)電壓考慮了較大的諧波成分，因此框圖中的電流調節(jié)器Gc(s)采用PID控制器。加入微分作用從而允許系統(tǒng)具有較高的開環(huán)增益，以提高系統(tǒng)的相應帶寬和相角裕度，從而增進系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)精度和動態(tài)響應。

3.2、輸出電壓的控制

　　控制并聯(lián)變流器VSI作為基波正弦電壓源運行，輸出與Vs1同相的額定值正弦波電壓VR，則可以實現(xiàn)負載電壓的要求。其控制框圖如圖2所示，采用基于同步旋轉坐標系下的電壓電流雙環(huán)控制方案。令并聯(lián)變流器VSI經(jīng)并聯(lián)變壓器TP后的輸出電壓、輸出電流為V2(a，b，c)，i：。。，i2(a，b，c)，負載電壓為VL(a，b，c)，輸出補償電流為i3(a，b，c)，則由圖3可得到三相靜止ABC系統(tǒng)電壓、電流平衡方程式為:

　　利用三相靜止到兩相同步旋轉坐標變換關系，可得到兩相旋轉坐標系電壓、電流方程式:

　　由式(6)、式(7)、式(8)、式(9)可以構成如圖2所示的并聯(lián)變流器電壓電流雙環(huán)控制系統(tǒng)。其中電壓外環(huán)指令V* Ld=VR,V* Lq=0，而內環(huán)電流指令i* 2d，i* 2q取自電壓調節(jié)器Gv(s)輸出、補償電流前饋及電容電流交叉解耦電流之和，經(jīng)電流調節(jié)Gi(s)作用后，結合負載電壓前饋及電感電壓交叉解耦電壓輸出并聯(lián)變流器控制量V2d和V2q?？刂屏縑2d、V2q經(jīng)(dq／ABC)變換后生成三相調制電壓V2a,V2b,V2c，分別與三角載波Vtr進行比較，以獲得并聯(lián)變流器的PWM開關控制信號，使負載電壓VL跟蹤V* Ld，則可實現(xiàn)作為正弦電壓源的并聯(lián)變流器對輸出電壓的控制功能。

　　根據(jù)以上控制策略，由于串聯(lián)變流器受控為基波正弦電流源，電源電流is為與電源基波電壓同相的正弦有功電流，從而使得非線性負載中的無功和諧波電流經(jīng)并聯(lián)變流器得到補償。同時,并聯(lián)變流器受控為基波正弦電壓源，使負載輸入電壓VL為與電源基波電壓Vs1，同相的正弦波額定電壓VR，從而使得電源電壓中的諧波與基波偏差經(jīng)串聯(lián)變流器得到補償(或隔離)。

3.3、重復控制的加入

　　眾所周知，重復控制理論是根據(jù)生產(chǎn)過程控制的實際需要而提出來的控制系統(tǒng)設計理論。由于重復控制將上一個基波周期前的誤差用于當前控制量的合成，對周期性擾動具有良好的抑制能力，逐周期減小了誤差，使得逆變器的輸出電壓逐周期地得到修正，穩(wěn)態(tài)時具有很好的波形質量。所以我們在并聯(lián)變流器的控制中采用了電壓電流PI雙環(huán)加上重復控制來控制并聯(lián)變流器輸出電壓的波形質量?？刂撇呗钥驁D如圖4示。

　　這樣，系統(tǒng)在加入重復控制器下動態(tài)響應會比原來直接用雙環(huán)PI控制慢一點，但是對整個UPS輸出電壓的波形質量有了大大的改善。因此我們在采取加入重復控制后，對系統(tǒng)進行仿真。結果證明重復控制對UPS輸出電壓波形確實有大大的改善，特別是對非線性負載，效果更明顯。

4 系統(tǒng)特性仿真結果

　　基于上述控制方案，在MATLAB　SIMULINK環(huán)境下建立了系統(tǒng)的數(shù)字化仿真模型，并對其工作特性進行了仿真。圖1中交流電源電壓Vs的基波Vs1在其額定值VR(線電壓380 V／相電壓220 V)的±15%范圍變化。Vs中的5次諧波電壓V5，7次諧波電壓V7各為基波電壓值的5%。負載為三相相控橋整流裝置，R=9.86Ω，L=50mH，相控角α=30º，直流負載功率20kW。直流端蓄電池Eb=440V，直流電容C=3300μF。串聯(lián)變壓器變比Ns=2，并聯(lián)變壓器變比Np=3½。濾波電感L1=7mH，L2=0.3mH，濾波電容C2=70μF。系統(tǒng)采樣頻率為10 kHz，三角載波頻率(開關頻率)為10 kHz。

　　仿真結果證實：所提出的控制方案可以較好地實現(xiàn)雙變流器串并聯(lián)補償式UPS的功能。非線性負載對負載電流iL的波形畸變及輸出電壓波形畸變的影響是明顯的。非線性負載越重，則影響也越突出，帶濾波電容的不控整流負載情況最為嚴重。

5 結束語

　　通過比較并聯(lián)變流器在不同控制策略下輸出電壓的控制效果，顯然非線性負載下，單電壓環(huán)控制對于輸出電壓波形的控制能力是有限的；若電壓環(huán)結合重復控制，利用重復控制對周期性干擾的周期性調節(jié)能力，可以有效的改善輸出電壓波形，其控制效果基本上和電壓電流雙環(huán)控制相當；而當系統(tǒng)采用電壓電流雙環(huán)再加上重復控制時，則輸出電壓的控制效果最好。