1 引言

 為了在保持一定效率的同時增加開關(guān)頻率，人們開發(fā)出了幾種軟開關(guān)技術(shù)（1、2 和 3）。大多數(shù)諧振技術(shù)都增加了半導(dǎo)體電流和/或電壓應(yīng)力，從而導(dǎo)致器件體積增大，并增加大環(huán)流帶來的傳導(dǎo)損耗。然而，一種新型轉(zhuǎn)換器被開發(fā)了出來，其允許在沒有增加開關(guān)損耗的情況提高開關(guān)頻率，同時克服了諧振技術(shù)的大部分弊端。在實現(xiàn)主開關(guān)零電壓開啟和升壓二極管零電流關(guān)閉的時候，零電壓轉(zhuǎn)換 (ZVT) 轉(zhuǎn)換器工作在一個固定頻率上。這僅僅是通過在開關(guān)轉(zhuǎn)換期間運用諧振操作來實現(xiàn)的。在周期的剩余時間里，從根本上將諧振網(wǎng)絡(luò)從電路中消除，而且轉(zhuǎn)換器的運行同其非諧振部分完全一致。

 

同傳統(tǒng)的升壓轉(zhuǎn)換器相比，這種技術(shù)帶來了效率方面的提高，并可以在低應(yīng)力下運行升壓二極管（這是因為關(guān)閉狀態(tài)下受控的 di/dt）。二極管軟開關(guān)還可以降低 EMI（這是一個重要的系統(tǒng)考慮因素）。

 

有源功率因數(shù)校正將對轉(zhuǎn)換器的輸入電流進行編程以跟隨線電壓，并且有可能實現(xiàn) 3% THD 的 0.999 功率因數(shù)。Unitrode UC3855A/B IC 集成了功率因數(shù)校正控制電路，該控制電路可以為高功率因數(shù)提供數(shù)個電流傳感和功率級 ZVT 運行方面的增強特性。

 

UC3855 集成了設(shè)計一款帶有平均電流模式控制功能的 ZVT 功率級所需的所有控制功能。由于其能夠在避免斜率補償和其他方法（5、6）低噪聲抗擾度的同時對輸入電流進行精確地編程，因此人們選擇了平均電流模式控制。

 

1.1  ZVT 技術(shù)

 

1.1.1 ZVT 升壓轉(zhuǎn)換器功率級

除開關(guān)轉(zhuǎn)換以外的整個開關(guān)周期中，ZVT 升壓轉(zhuǎn)換器的運行均同傳統(tǒng)的升壓轉(zhuǎn)換器一樣。圖 1 顯示的就是 ZVT 升壓功率級。ZVT 網(wǎng)絡(luò)由 Q_ZVT、D2、L_r 和 C_r 組成，提供了升壓二極管和主開關(guān)的有源緩沖。[4、7、8] 描述了 ZVT 電路的運行情況，為了敘述的完整性在此處進行了回顧。參見圖 2，下列時序間隔可以被定義為：

 

圖 1 具有 ZVT 功率級的升壓轉(zhuǎn)換器

 

圖 2 ZVT 時序結(jié)構(gòu)圖

1.1.2 ZVT 時序

 

1.1.2.1 t₀-t₁

 

t₀ 之前的時間里，主開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)，二極管 D1 正傳導(dǎo)滿負載電流。在 t₀ 處，輔助開關(guān) (Q_ZVT) 被開啟。由于輔助開關(guān)處于開啟狀態(tài)，L_r 中的電流線性地上升至 I_IN。在此期間，二極管 D1 中的電流正逐漸下降。當(dāng)二極管電流達到零時，該二極管關(guān)閉（例如 D1 的軟開關(guān)）。在實際電路中，由于二極管需要一定時間來消除結(jié)電荷 (junction charge)，因此會有一些二極管逆向恢復(fù)。ZVT 電感上的電壓為 V_O，因此電流上升至 Iin 所需要的時間為：

 1.1.2.2 t₁-t₂

 在 t₁ 處，L_r 電流達到了 I_IN，且 L_r 和 C_r 開始產(chǎn)生諧振。該諧振周期在其電壓等于零以前對 C_r 放電。漏極電壓的 dv/dt 由 C_r（C_r 為外部 C_DS 和 C_OSS 的組合）控制。C_r 放電的同時流經(jīng) L_r 的電流不斷增加。漏極電壓達到零所需要的時間為諧振時間的 1/4。在該周期結(jié)束時，主開關(guān)的主體二極管開啟。

 1.1.2.3 t₂-t₃

 在該時間間隔開始時，開關(guān)漏極電壓已達到 0V，并且主體二極管被開啟。流經(jīng)該主體二極管的電流將由 ZVT 電感驅(qū)動。該電感上的電壓為零，因此電流處于續(xù)流狀態(tài)。此時，主開關(guān)被開啟，以實現(xiàn)零電壓開關(guān)。

 1.1.2.4 t₃-t₄

 在 t₃ 處，UC3855 感應(yīng)到 Q_MAIN 的漏極電壓降至零，并在關(guān)閉 ZVT 開關(guān)的同時開啟主開關(guān)。ZVT 開關(guān)關(guān)閉以后，L_r 中的能量被線性地從 D2 釋放至負載。

 1.1.2.5 t₄-t₅

 在 t₄ 處，D2 中的電流趨于零。當(dāng)這種情況發(fā)生時，該電路就像一個傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器一樣運行。但是，在一個實際電路中，L_r 同驅(qū)動 D1 陰極（由于 L_r 的另一端被鉗位控制至零）正極節(jié)點的 ZVT 開關(guān) C_OSS 一起諧振。在 ZVT 電路設(shè)計部分將對這種影響進行討論。

 1.1.2.6 t₅-t₆

 該級也非常像一個傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器。主開關(guān)關(guān)閉。Q_MAIN 漏－源節(jié)點電容充電至 V_O，并且主二極管開始向負載提供電流。由于節(jié)點電容起初將漏極電壓保持在零狀態(tài)，因此關(guān)閉損耗被極大地降低了。

 由上述內(nèi)容可知，這種轉(zhuǎn)換器的運行僅在開啟開關(guān)轉(zhuǎn)換期間不同于傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器。主功率級組件并未出現(xiàn)比正常情況更多的電壓或電流應(yīng)力，而且開關(guān)和二極管均歷經(jīng)了軟開關(guān)轉(zhuǎn)換。通過極大地減少開關(guān)損耗，可以在不降低效率的情況下增加工作頻率。二極管也可以在更低的損耗條件下工作，從而在更低溫度、更高可靠性的條件下運行。該軟開關(guān)轉(zhuǎn)換還降低了主要由升壓二極管硬關(guān)閉引起的 EMI。

 1.1.3 控制電路要求

 為了保持主開關(guān)的零電壓開關(guān)，ZVT 開關(guān)在 C_r 電壓諧振至零以前必須為開啟狀態(tài)。通過使用一個相當(dāng)于低線壓和最大負載條件下 t_ZVT 的固定延遲，可以實現(xiàn)這一目標(biāo)。

  

但是，這樣一來在輕負載或更高線壓的條件下延遲的時間會比必要延遲時間更長，從而會增加 ZVT 電路傳導(dǎo)損耗以及峰值電流應(yīng)力。通過感應(yīng) Q_MAIN 漏極電壓何時降至為零，UC3855 實現(xiàn)了一個可變 t_ZVT。一旦該電壓降至 ZVS 引腳閾值電壓 (2.5V) 以下時，ZVT 柵極驅(qū)動信號便被終止，并且主開關(guān)柵極驅(qū)動升高。圖 3 顯示了該控制波形。在振蕩器開始放電時開關(guān)周期開始，ZVT 柵極驅(qū)動在放電周期開始時升高。在 ZVS 引腳感應(yīng)到零電壓狀態(tài)或者放電期間結(jié)束（振蕩器放電時間為最大 ZVT 脈寬）以前，ZVT 信號均處于高位。這樣就使 ZVT 開關(guān)僅在需要的時候開啟。

 

圖 3 ZVT 控制波形

 

2         控制電路運行及設(shè)計

 

圖 4 顯示了 UC3855A/B 的結(jié)構(gòu)圖（引腳數(shù)與 DIL−20 封裝相當(dāng)）。其顯示了一款集成了基本 PFC 電路的控制器，包括平均電流模式控制以及促進 ZVT 工作的驅(qū)動電路。該器件還具有簡化電流傳感的電流波形合成器電路，以及過壓和過電流保護。在下列各章節(jié)中，該控制器件被分解成若干個功能模塊，并對其進行了單獨的討論。

 

圖 4 UC3855 控制器結(jié)構(gòu)圖

 

2.1 與 UC3854A/B 的比較

 

UC3855A/B 的 PFC 部分與 UC3854A/B 完全一樣。他們共有的幾個設(shè)計參數(shù)在下面被突出顯示了出來，以說明其相似性。

 

功能	UC3854A/B	UC3855A/B
使能功能	專用引腳	集成到了 OVP
VRMS 的設(shè)計范圍	1.5V～4.7V	1.5V～4.7V
VA 的 VREF	3V	3V
最大 VA 輸出電壓	6V	6V
IAC 處的失調(diào)電壓	0.5V	0.7V
乘法器增益

 

UC3855A/B 中集成的新特性包括：

 

l        ZVT 控制電路

l        過壓保護

l        電流合成器

 

2.2 振蕩器

 

振蕩器包括一個內(nèi)部電流源和散熱片，因此僅需要一個外部時序電容器 (CT) 來設(shè)置頻率。將額定充電電流設(shè)置為 500μA，放電電流為 8mA。放電時間大約為總時間的 6%，其定義了最大 ZVT 時間。CT 的計算可通過下式得出：

 

2.3 ZVT 控制電路

 

正如 ZVT 技術(shù)部分所述，UC3855A/B 提供了控制邏輯，以確保 ZVT 在所有線壓及負載狀態(tài)下運行，并且無需使用一個固定延遲。ZVS 引腳對 MOSFET 漏極電壓進行感應(yīng)，并為一個 ZVT 驅(qū)動比較器輸入。另一個比較器輸入被內(nèi)部偏置至 2.5V。當(dāng) ZVS 輸入為 2.5V 以上（并出現(xiàn) PWM 時鐘信號）時，ZVT 驅(qū)動信號可升高。下拉 ZVS 引腳可終止 ZVT 驅(qū)動信號，并開啟主開關(guān)輸出（最大 ZVT 輸出信號等于振蕩器放電時間）。圖 5 顯示了用于感應(yīng)節(jié)點電壓的網(wǎng)絡(luò)。R12 將引腳上拉至 7.5V 的最大值，同時C6提供濾波功能。

 

圖 5 ZVS 傳感電路

 RC 時間常數(shù)應(yīng)該足夠快，以在最大占空比時達到 2.5V。該漏極電壓受限于將主MOSFET dv/dt變慢的節(jié)點電容，其降低了 ZVS 電路上的高速要求。最大 ZVS 引腳電壓應(yīng)被限制在 VREF，否則 ZVS 電路就會變?yōu)殚]鎖狀態(tài)，無法正確工作。

 ZVS 運行的另一種方法是，通過一個簡單的分壓器來感應(yīng)漏極電壓。但是，該電壓仍然必須被濾波（和鉗位控制），以便不會將噪聲注入 ZVS 引腳。

 如欲了解時序波形，請參考前面的圖 3。

 3 柵極驅(qū)動

 主驅(qū)動可提供 1.5 A_PK，ZVT 驅(qū)動為 0.75A_PK。由于 ZVT 運行，主開關(guān)驅(qū)動阻抗要求被減少。在開啟時，漏極電壓為0V，因此密勒電容效應(yīng)不再是一個問題；在關(guān)閉時，dv/dt 受限于諧振電容器。由于 ZVT MOSFET 通常為至少兩個小于主開關(guān)的裸片尺寸，因此一個較低的峰值電流容量就可以滿足其驅(qū)動要求。

 3.1 乘法器/分壓器電路

 UC3855A/B 的乘法器部分與 UC3854A/B 完全一樣。其集成了輸入電壓前饋功能（通過 V_RMS 輸入），以消除對輸入電壓環(huán)路增益的依賴性。正確地設(shè)置該器件，需要定義的參數(shù)只有三個（V_VRMS、I_IAC 和 R_IMO）。

 3.1.1 VRMS

 該乘法器對線電流進行編程，從而影響線路的功耗?？紴V到系統(tǒng)功耗限制，對 VRMS 引腳進行編程。參考該結(jié)構(gòu)圖（圖 4），乘法器輸出方程式為：

功耗限制函數(shù)由電壓環(huán)路誤差放大器 V_EA (6 V) 的最大輸出電壓來設(shè)置。通過觀察給定 V_EA 值情況下的變化可以輕松地闡明功耗限制函數(shù)。如果該 AC 線壓降低 2倍，那么前饋電壓效應(yīng) (V²VRMS) 則降低至四分之一。這樣就將乘法器輸出電流（以及隨之而來的線電流）提高了 2 倍。因此，線路的功耗保持恒定。反之，如果負載增加且線路保持恒定，則 V_EA 增加，從而導(dǎo)致更高的線電流。于是，由此可見，V_EA 為一個同輸入功耗成正比例關(guān)系的電壓。

 

在正常情況下，設(shè)置乘法器是用來限制低線路條件下的最大功耗，其同最大誤差放大器輸出電壓相當(dāng)。對該乘法方程式求解，以得到同最大誤差放大器電壓和最大乘法器電流（2 倍 I_IAC 以內(nèi)）相當(dāng)?shù)那梆侂妷骸?/SPAN>

  

求出低壓線路 VRMS 電壓以后就可以定義線路至 VRMS 引腳的分壓器。為了減少出現(xiàn)在乘法器輸入端的二階諧波數(shù)量（其反過來又會在輸入電流中引起三階諧波）[9]，相對而言，該前饋電壓必須沒有紋波。該濾波會在 VRMS 引腳上產(chǎn)生一個 dc 電壓。由于是按照其 RMS 值對輸入電壓進行定義，因此必須考慮到該 RMS 因數(shù) (0.9) dc [9]。例如，如果該低線壓為 85 V，那么要求的衰減則為：

  

在 270V高線壓狀態(tài)下，其相當(dāng)于 V_VRMS = 4.76 V。VRMS 輸入的共模范圍為 0V 至 5.5V。因此，計算出來的范圍在可接受的極限以內(nèi)。

 

推薦使用一個二極濾波器來提供足夠的衰減，而不降低前饋瞬態(tài)響應(yīng)。單極濾波器要求有一個極低頻率的極以使 VRMS 對線壓變化很快地做出響應(yīng)。

 

一旦 V_RMS 的失真被確定，則可以計算出濾波器極。如果前饋電路對總失真的作用為 1.5% 以內(nèi)，那么就可以計算出濾波器的要求衰減。需要注意的是，在一個完整的波形整流正弦波中，二階諧波大約為 dc 值的 66.7%。在該輸入電流波形中[9]，二階諧波的百分比轉(zhuǎn)換為相同百分比三階諧波失真。因此，要求濾波器衰減為：

 

單個級應(yīng)具有一個  或 0.15 的衰減。對于一個單級濾波器而言，則為：

 

參見圖 6，同各組件相對應(yīng)的取值為：R9A = R9B = 390 kΩ、R10 = 120 kΩ、R11 = 18 kΩ，并且 C4 = 0.082 μF、C5 = 0.47 μF。

 

圖 6 V_RMS 電路

 

3.1.2 I_IAC

 

在高線壓條件下，選擇 I_IAC 的值為 500μA。這樣的取值頗具隨意性，但是其應(yīng)該在 1 mA 以下，這樣可以保持在該乘法器的線性區(qū)域以內(nèi)。相應(yīng)地，線路至 IAC 引腳的總電阻大約為 766 kΩ。

 

3.1.3 R_IMO

 

通過確定乘法器輸出電壓（為了保持在過電流跳變點以下）在低線壓和最大負載電流條件下為 1V 則可以計算出乘法器輸出電阻。這樣也就相當(dāng)于變流器的最大感應(yīng)電壓。該條件下的乘法器電流等于 1V/R_IMO，并且可以由乘法器方程式換算而得，其結(jié)果為：

 

在低線壓條件下，I_IAC 等于 156μA（如果低線壓等于 85V，I_IAC 被設(shè)定為 270V 時的 500μA），V_EA 為其 6V 的最大值，V_VRMS 為 1.5V。因此 R_IMO 等于 3.2 kΩ。

 

3.2 電流合成器

 

由于構(gòu)建在 UC3855A/B 中的電流合成功能使電流傳感被簡化了。當(dāng)開關(guān)為開啟且可以使用一個變流器對其進行感應(yīng)時，開關(guān)電流同電感電流相同。當(dāng)開關(guān)處于開啟狀態(tài)時，電流合成器使用一個同開關(guān)電流成正比例關(guān)系的電流對一個電容器 (CI) 充電。當(dāng)該開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)時，電感電流波形將被控制器重新構(gòu)建。為了精確地測量出電感電流，所需做的工作就只是重新構(gòu)建電感電流的下斜坡斜率，其可由下式得出：

  

使用一個與 V_OUT − V_AC 成正比例關(guān)系的電流對 CI 放電，這樣就可以重新構(gòu)建電感電流波形。該電容器下斜坡斜率為：

 

通過從一個與 V_OUT 成正比例關(guān)系的電流中減去 I_IAC/4，UC3855A/B 就得出了 I_DIS。RVS 引腳電壓被調(diào)節(jié)至 3V，因此，RVS 電阻器的選擇就設(shè)定了與 V_OUT 成正比例的電流。

 

R_Rvs 電流同 I_IAC/4 的比應(yīng)該等于 V_OUT 與 V_AC 的比。因此，如果 I_IAC/4 為 125 μA，那么流經(jīng) R_RVS 的電流應(yīng)該被設(shè)定為 130 μA。

 

使電感電流斜坡與電容器電壓斜坡相等，并確定 V_AC 等于零時出現(xiàn)最大斜坡，則可以對 CI 求解，其結(jié)果如下：

 

其中，N 為變流器 (CT) 匝比，(N_S/N_P) 和 R_S 為電流檢測電阻器。

 

電流合成器具有大約 20mV 的偏移。該偏移可以引起線電流零交叉情況下的失真。為了消除這種偏移，可以在 VREF 和 IMO 引腳之間連接一個電阻器。該電阻器值是基于 R_IMO 和合成器輸出端偏移量計算出來。對于一個 20mV 偏移且 R_IMO = 3.3 kΩ 而言，一個從 V_REF 至 1.2MΩ IMO 的電阻器可以消除這種偏移。

 

3.3 電流傳感

3.3.1 變流器

 

正如我們在前面部分所見，使用 UC3855A/B 合成電感電流十分簡單。只需要直接感應(yīng)開關(guān)電流，并使用一個電流傳感變壓器便可極為有效地完成這一工作。在該功率級的阻性感應(yīng)會帶來過多的功耗。

 

在實施變流器時需要謹記幾個問題。在數(shù)百千赫茲頻率下，需要解決磁芯復(fù)位問題。功率因數(shù)校正電路中固有的高占空比增加了難度。除此以外，ZVT 電路使感應(yīng)/復(fù)位功能更為復(fù)雜。當(dāng) ZVT 電路開啟時，其電流從線路中流出。為了最小化線電流失真，應(yīng)該對該電流進行測量。在變流器后面放置諧振電感，可以確保 ZVT 電路電流能夠被測量。類似地，當(dāng)主開關(guān)關(guān)閉時，電流繼續(xù)流入諧振電容器。然而，對這一電流進行測量是非常重要的，如果該電容器被連接至 MOSFET 的漏極，且位于變流器下方，那么這一電流便耗掉了線路零相交上的最小復(fù)位時間，其占空比將接近 100%。圖 7A 顯示了這種結(jié)構(gòu)。如果該變流器沒有足夠時間來進行復(fù)位，那么即使避免了完全飽和，但其也會開始飽和并降低精度，從而引起零交叉失真。圖 7B 中顯示了一個更好的結(jié)構(gòu)。在這個電路中，當(dāng)ZVT 電路啟動期間放電時，測量出電容器電流。由于這種情況發(fā)生在開關(guān)周期的開始階段，因此變流器不會損失其任何復(fù)位時間。在變流器上方連接 C_r 不會對 MOSFET dv/dt 控制產(chǎn)生負面影響。由于該器件一直控制著平均電流，因此，不管電容器電流是否在開關(guān)周期開始時或開關(guān)周期結(jié)束時被測量出來都沒有關(guān)系。

 

圖 7 變流器感應(yīng)

 圖 7 還顯示，過濾功能被添加至該變流器次級，以減少噪聲過濾。該濾波器的帶寬應(yīng)足夠低，以在不影響開關(guān)電流波形的情況下減少開關(guān)噪聲。

除了位置和復(fù)位問題以外，還必須考慮到實際變流器結(jié)構(gòu)。使用專門針對 20kHz 頻率下而設(shè)計制造的變流器，在 100 kHz 及更高開關(guān)頻率下并不會有較好的性能表現(xiàn)。低頻率設(shè)計一般均具有太多的漏極電感，以至于不能被用于高頻率運行，并且會引起錯誤感應(yīng)和/或噪聲問題。

 

3.3.2 阻性感應(yīng)

 

UC3855A/B 仍然可以有阻性感應(yīng)。由于對電流誤差放大器的兩個輸入端對用戶而言均可使用，因此阻性感應(yīng)實施起來比較容易。圖 8 顯示了一個典型結(jié)構(gòu)。該電流誤差放大器的共模范圍為 −0.3V 到 5.0V。如果最大信號電平保持在 1V，那么 R_IMO 值同上面的計算值保持一致。這也允許阻性感應(yīng)信號被饋送到 R_SENSE 和 R_I 結(jié)點的 I_ON 中，并被用于峰值限流。推薦使用一個消除柵極驅(qū)動電流影響的濾波器。我們建議，仍然連接 RVS 電阻器，并連接一個 CS 至接地的電阻器，以消除這些高阻抗節(jié)點中注入噪聲的可能性。

 

圖 8 阻性感應(yīng)