摘要 針對便攜式醫(yī)療康復設(shè)備領(lǐng)域中電池供電、高隔離度和高電壓輸出的要求，設(shè)計了一款新型低輸入電壓供電、雙路高壓輸出隔離的開關(guān)電源。該設(shè)計采用鋰電池供電，采用基于占空比<50%的電流型脈寬調(diào)制控制芯片UC3845的反激拓撲結(jié)構(gòu)和光耦反饋網(wǎng)絡(luò)電路，實現(xiàn)雙路隔離正負高壓電源輸出。電源輸入電壓為10～14 V，輸出電壓為雙通道+35/-35 V隔離，功率為14 W，效率是75%，電源模塊面積為65 mm×40 mm。仿真與實際測試結(jié)果表明，該電源可實現(xiàn)正負高壓電源隔離輸出。

關(guān)鍵詞 反激;開關(guān)電源;電流型脈寬調(diào)制;反饋電路

隨著社會發(fā)展，人口老齡化問題及各種中老年疾病問題也愈發(fā)嚴重，腦卒中目前已經(jīng)成為人類死亡率和致殘率最高的中老年疾病之一，中風患者由于腦部運動中樞受損而導致肢體運動功能喪失。目前，醫(yī)院主要使用高壓電刺激脈沖輸出的康復醫(yī)療設(shè)備對患者進行運動康復治療。為方便患者出院后在家進行康復訓練，需要一種電池供電、隔離度高和電壓輸出高的便攜式醫(yī)療設(shè)備，便于患者隨身攜帶。因此，研究并設(shè)計一款低輸入電壓供電、雙路高壓輸出隔離、體積小的電源對于設(shè)計便攜式康復醫(yī)療設(shè)備具有重要意義。

近年來隨著功率器件不斷更新和脈寬調(diào)制技術(shù)(Pulse Width Modulation，PWM)的日趨完善，開關(guān)電源技術(shù)也得到了快速發(fā)展。開關(guān)電源是一種功率變換的裝置，具有小體積、高效率、寬輸入電壓、隔離輸出、低成本等優(yōu)點，被譽為高效節(jié)能電源。而反激開關(guān)電源是其中成本最低的電源，其輸出功率為10～100 W，可輸出不同的電壓，電壓調(diào)整率較好。

本文介紹一種基于電流型PWM芯片UC3845的反激開關(guān)電源設(shè)計，設(shè)計輸入電壓為10～14 V DC，輸出電壓為雙通道+35/-35 V DC隔離，功率為14 W，效率是75%，該電路采用可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431配合光耦構(gòu)成的反饋回路，相比于傳統(tǒng)的離線式結(jié)構(gòu)的開關(guān)電源，具有高隔離度，電路抗干擾能力強、紋波電壓小，對于負載變化大和輸出電壓變化大的情況可較快響應(yīng)，并具有較高的穩(wěn)定性。

1 工作原理與設(shè)計指標

圖1所示是本開關(guān)電源整體框圖。主要包括MOS管、反激變壓器及輸出電路、光耦隔離反饋電路和UC3845芯片及外圍電路組成。其中，輸出電壓通過光耦隔離反饋電路，進入UC3845芯片內(nèi)置誤差放大器(EA)，控制PWM的占空比，從而控制MOS管導通時間，實現(xiàn)正負雙向電源的隔離和穩(wěn)壓輸出。其工作過程為：當MOS開關(guān)Q1導通時，所有整流二極管D1、D2都反向截止，輸出電容C1、CS給負載供電。此處反激變壓器T1相當于一個純電感，并不是真正的變壓器。流過Np的電流線性上升，達到峰值Ip;當MOS開關(guān)Q1關(guān)斷時，所有繞組電壓反向。此時反激電壓使輸出二極管D1、D2進入導通狀態(tài)，同時Np 儲存的能量傳送到次級，提供給負載電流，同時給輸出電容C1、CS充電。

2 電路設(shè)計

利用電源設(shè)計指標，設(shè)計本電源的電路原理如圖2所示。

2.1 UC3845外圍電路及MOS電路設(shè)計

該部分電路UC3845供電可直接使用12 V輸入鋰電池供電，開關(guān)工作頻率fsw由連接芯片RT/CT引腳的電阻電容控制，并有

其中，fsw的單位為kHz，RT的單位為kΩ，CT的單位為μF。設(shè)計中RT為2.37 kΩ，CT為1.2 nF，所以根據(jù)式(1)可求得fsw為302 kHz。MOS管M1型號為IRFZ44ESPbF，電流模采樣電阻Rs為0.33 Ω，其采樣的電流經(jīng)過RC濾波器(R2=1 kΩ，C2=470 pF)濾除高頻雜波后輸入給UC3845的ISENSE引腳。

2.2 反激變壓器參數(shù)設(shè)計推導

2.2.1 確定變壓器初/次級匝數(shù)比Np/Ns

本設(shè)計變壓器磁芯選用型號為EE19-Z。確定開關(guān)管可承受的最大關(guān)斷電壓Vms，同時選定管子時盡量使Vms小，保證當有30%的輸入直流電壓最大值Vdc尖峰疊加在Vms時，開關(guān)管的最大耐壓值(Vceo，Vcer，Vcev)仍可保留30%的裕量。功率MOS開關(guān)管選定型號為 IRFZ44ESPbF，其最大耐壓為60 V，導通最大電流為48 A，導通電阻為23 mΩ。所以選定Vms=24 V，利用下式計算變壓器初次級匝數(shù)比Np/Ns。

其中，Vo為輸出電壓。本設(shè)計中，Vdc=14 V，Vo=35 V，所以可計算次級匝數(shù)比Np/Ns為10：36，近似為9/40。

2.2.2 確定最大導通時間Ton(max)

保證磁芯不飽和且電路始終工作在DCM模式。最大導通時間Ton(max)計算公式為

本設(shè)計開關(guān)頻率fsw=300 kHz，周期T為3.335μs，根據(jù)式(5)可得到Ton(max)=2.852μs，所以得到最大占空比Dmax=Ton(max)/T=0.427 9。

2.2.3 確定初級線圈繞組參數(shù)

利用下列公式計算初級繞組電感Lp

根據(jù)式(6)可求得Lp為5.2μH，同時利用根據(jù)式(5)可求得Ip(max)為6.4 A，初級線圈繞組流經(jīng)電流有效值可根據(jù)式(7)計算。

得到Ip(max)為2.4 A，初級總圓密耳為500×2.4=1 200圓密耳。

2.2.4 確定次級線圈繞組參數(shù)

次級繞組線圈電感值的計算公式為

經(jīng)過計算得到Is(rms)=0.49 A，次級圓密耳為500×0.49=247圓密耳。

2.3 反激變壓器及輸出電路設(shè)計

變壓器參數(shù)根據(jù)上文推導計算，表2所示為依據(jù)設(shè)計指標計算好的變壓器參數(shù)。

2.4 光耦隔離反饋電路設(shè)計

如圖2所示，光耦PC817反饋電路負責解決輸入輸出隔離問題，PC817三極管側(cè)電路使用輸入電源地GROUND，而其二極管側(cè)電路全部使用輸出電源地 COM，完成輸入地與輸出地的隔離，同時形成閉環(huán)反饋控制環(huán)。PC817發(fā)光二極管陰極接TL431的陰極，三端可調(diào)分流基準源TL431，相當于一個內(nèi)部基準為2.5 V的電壓誤差放大器。PC817集電極接UC3845內(nèi)置EA輸出補償引腳COMP，內(nèi)置EA的反相輸入端VFB接地。圖2中電阻R7和R9串聯(lián)接入到+35 V輸出電壓通道中，TL431的ref引腳接到該兩個電阻中間，并利用下式設(shè)定兩個電阻的阻值，使電阻R9上電壓等于TL431的內(nèi)置基準電壓2.5 V。本電路中這兩個電阻選定分別是105 kΩ和8.06 kΩ。

該隔離反饋電路工作原理是：當輸出電壓升高時(即高于35 V時)，會使光耦二極管的電流增大，進而使三極管側(cè)電流增大，由于三極管集電極與UC3845的EA輸出端相連，且EA配置成同相放大器，光耦集電極電流增大使其超出EA的電流輸出能力，所以UC3845的EA輸出引腳COMP電壓下降，使PWM占空比D減小，根據(jù)式(10)可知，輸出電壓會下降;反之，當輸出電壓降低時，反饋電路作用后會最終使輸出電壓升高。

3 仿真與實驗結(jié)果分析

采用電源軟件Saber進行功能仿真，進行25 ms的瞬態(tài)仿真，并將結(jié)果列于表3中。圖3所示為本設(shè)計電源實物圖。電路模塊尺寸為65 mm×40 mm。圖4和圖5為實際測試輸出波形圖。

根據(jù)實際測試與仿真測試，得到表3所示的仿真和實測結(jié)果對比。對于兩通道的電壓輸出，實測與仿真誤差分別為1.372 V和0.261 V;對于瞬態(tài)直流特性，如圖4所示，本設(shè)計電源從上電到穩(wěn)定所需時間實際測試約為1 s，表3中通道1上升時間(T1rise)和下降時間(T2fall)實測與仿真差別較大，主要是由于仿真使用的是理想條件，與實際電路測試有一定的差別;電源的交流特性對比中，實際測試紋波要大于仿真數(shù)據(jù)。另外，通過圖5可得到，電源的開關(guān)工作周期約為3.3μs，即開關(guān)工作頻率為302 kHz，與設(shè)計指標相同。

4 結(jié)束語

本文使用ST公司的電流模芯片UC3845設(shè)計一款12 V鋰電池輸入、雙路+35 V/-35 V高電壓隔離輸出的開關(guān)電源，經(jīng)過仿真和實物焊接測試表明，該電源可實現(xiàn)正負35 V輸出，雖然實際電源電壓紋波大于設(shè)計指標，但由于是高壓輸出故不影響系統(tǒng)的使用性能。電源模塊面積為65 mm×40 mm，可用于醫(yī)療設(shè)備等需要高隔離度、需要電池供電和高電壓的儀器設(shè)計中。