1    引言

    電力電子裝置日益廣泛的應用，使得諧波污染問題引起了人們越來越多的關注。電力電子技術的進步，使得功率因數校正問題的研究也越來越深入。傳統的功率因數校正電路由Boost電路構成。這種電路控制復雜，輸出電壓比輸入高，難以實現輸入輸出的電氣隔離。而由反激電路構成的功率因數校正電路必須工作在電感電流斷續(xù)的狀態(tài)，往往需要大體積的EMI濾波器。而SEPIC電路用于PFC有著其天然優(yōu)勢。由于其前級類似于Boost，從而可以保證輸入電流的連續(xù)，減小了輸入EMI；而其輸出又類似于反激，易于實現電氣隔離。近來，SEPIC-PFC電路正受到越來越多的關注。^[1][2][3][4]

    單獨的SEPIC電路只須工作在電流斷續(xù)狀態(tài)就能自然實現PFC，這里所說的斷續(xù)是指二極管上的電流斷續(xù)，而輸入升壓電感上的電流是連續(xù)的。在開環(huán)工作狀態(tài)下其理論功率因數為1，因此，無需專用控制芯片^[2]。

2    SEPIC-PFC電路的工作原理

    SEPIC-PFC電路原理如圖1所示，輸入交流電壓u_i=U_isinωt。假設開關頻率比母線頻率大得多，由“準穩(wěn)態(tài)”的分析方法及SEPIC電路的工作原理_[6]可以知道：電容C_c上的電壓u_cc=U_i|sinωt|。

圖1    SEPIC-PFC電路

    在一個開關周期內，電路工作可以分為三個模態(tài)^[2]。

2.1    工作模態(tài)1

    S開通，電路模態(tài)如圖2（a）所示，假定電路工作在二極管電流斷續(xù)，L₁電流連續(xù)的狀態(tài)。S開通前有

    i_L1=－i_L2=i₁當t_on=DT_s，S導通結束時，如圖2（d）所示，應有

    i_L1,pk=i₁＋DT_s    （1）

    i_L2,pk=－i₁＋DT_s    （2）

式中：D為占空比；

      u_i=U_i|sinωt|；

      T_s為開關周期；

      i₁，－i₁，i_L1,pk，i_L2,pk分別為S開通前L₁，L₂上的電流及此模態(tài)結束時L₁，L₂上的電流。

2.2    工作模態(tài)2

    S關斷，D導通，電路模態(tài)如圖2（b）所示，此時，L₁，L₂同時向副邊傳輸能量，C_c充電。S關斷瞬間，二極管上電流最大值為

    i_D,pk==    （3）

式中：n為變壓器副邊與原邊匝數之比；

      L_eq=。

    模態(tài)2結束時應有

    i_L1=i₁＋DT_s－D′T_s    （4）

    i_L2=－i₁＋DT_s－D′T_s    （5）

式中：D′T_s為該模態(tài)持續(xù)時間。

    顯然，當DT_s=D′T_s時該模態(tài)結束，可以得出該模態(tài)持續(xù)時間為

    D′T_s=|sinωt|    （6）

式中：M=U_o/U_i。

（a）    電路模態(tài)1等效電路

（b）    電路模態(tài)2等效電路

（c）    電路模態(tài)3等效電路

（d）    i_L1，i_L2，i_D電流示意圖

圖2    電路三個工作模態(tài)等效電路與相關電流示意圖

2.3    工作模態(tài)3

    S關斷，D關斷，電路模態(tài)如圖2（c）所示，此時，L₁，L₂上的電流分別為i₁，－i₁。

    如圖2（d）所示，二極管上的電流i_D在一個開關周期的平均值為

    i_D,avg=

將式（3），式（6）代入可得

    i_D,avg=    （7）

    i_D在一個母線周期內的平均值為

    I_D,avg==    （8）

由于在一個開關周期內，L₁，L₂，C_c并不吸收能量， [!--empirenews.page--]

因此有

    u_ii_in=U_oi_D,avg從而輸入電流在一個開關周期內的平均值i_in為

    i_in=i_D,avg=|sinωt|=I₁|sinωt|    （9）

式中：I₁=。

    因此，i_in在理論上是一個與u_i同相位的正弦量。

3    輸出電壓二倍線頻紋波

    與很多PFC預調節(jié)器一樣，SEPIC-PFC電路的輸出存在二倍線頻的紋波電壓。由式（7），式（8）可以得到

    i_D,avg=I_D,avg－I_D,avgcos(2ωt)

    可導出二倍線頻紋波電壓Δv為

        Δv=    (10)

4    占空比對于輸入電流諧波的影響

    由式（9）可知，如果占空比固定，則輸入電流是一個理想的正弦量。由于實際穩(wěn)壓需要，往往要加上電壓環(huán)，對占空比進行調節(jié)。設D=D＋ΔD，假定ΔD《D，則應有

    D²≈D²＋2DΔD=D²＋=D²＋2D²Δ

則i_in=I₁|sinωt|＋2ΔI₁|sinωt|    (11)

式中：D，ΔD，Δ分別為D的平均值，D的變化量，D的相對變化量；

      I1為I₁的直流分量。

    顯然，如果Δ是個時變的量，輸入電流就會出現畸變，只要占空比的相對變化量是一定的，其輸入電流畸變就是一定的。因此，為了保證輸入電流THD的要求，ΔD/D應控制在一定的范圍內。

5    SEPIC-PFC電路的主要參數設計原則

5.1    等效電感L_eq設計原則

    要保證輸入電流的正弦性和與u_i的同相位性，必須讓電路工作在二極管電流斷續(xù)和恒占空比狀態(tài)，因此有

    t=DT_s＋D′T_s<T_s

即    DT_s＋|sinωt|<T_s

可以得到    D(1＋|sinωt|)<1

考慮最惡劣的條件|sinωt|=1則應有

    D<    （12）

由式（8）可解得D=代入式（12）可得

    L_eq<    （13）

5.2    D與n的設計原則

    由D<可知，若D與M都是已知的，可得n<M，這樣，滿足電路斷續(xù)的條件關鍵在于變壓器匝比n的選擇。如果n選擇過大，則D必須很小，由式（13）知L_eq會很小，一般L₁》L₂，L_eq≈L₂，這樣，L₂上的電流脈動就會很大，如果n選擇過小，L₂上的電流脈動會減小，由式（3）可知i_D,pk會很大。因此，n的選取將對電路器件應力有著很大影響。

    由式（3）可知，在半個線周期內i_D,pk,max=給定i_D,pk,max<I_D,max，其中i_D,pk,max為二極管電流最大值，I_D,max為二極管允許電流最大值。一般，由L₁》L₂可知i_d,pk,max≈。因此，只須<I_D,max?？紤]n<M，可綜合解得n的范圍為

    <n<M

要使n有值，必須滿足

    M>

這樣，可以解得：1－D>，將式（8）代入可得

    I_D,max>

    顯然，占空比越大，二極管上的峰值電流就越大，并且D>0，則I_D,max必須大于4倍的輸出平均電流。這里與變壓器匝比無關。不管如何設計，只要工作在斷續(xù)狀態(tài)，二極管上的峰值電流就一定大于4倍的輸出平均電流。

    在給定I_D,max的情況下又有

    D<1－    （14）

5.3    控制電路參數設計原則

    雖然PFC電路的工作方式與普通DC/DC變換器一樣，但對于控制電路的設計，卻有本質上的區(qū)別。一般DC/DC補償器原則是提高穩(wěn)定性和抑制開關噪聲，而PFC的主要目的在于抑制二倍線頻的電壓紋波^[2]。

    為了滿足THD的要求，輸出電壓紋波對補償器的輸出的影響應在一定的范圍中^[5]，即

    GΔU<Δu    （15）

式中：G為補償器在二倍線頻處的增益；

            ΔU為電壓紋波；

      u為補償器輸出值的直流分量。

    由此可以確定電壓補償器的參數范圍。如采用圖3所示電壓補償器，應有

    G(j2ω)=    （16）

圖3    電壓補償器

若2ωR_fC_f>>1，則有

    |G(j2ω)|=    （17）

6    實例設計及仿真分析

    根據以上分析，以220V，50Hz輸入，48V，500W輸出，50kHz開關頻率為背景設計SEPIC-PFC電路，控制電路采用圖3所示電壓補償器，占空比相對變化量控制在2％。濾波電容為10000μF，L₁可根據輸入電流紋波條件進行選取，C_c可根據式（18）進行選取^[5]。

    (5％～10％)ω_s=    （18）

    圖4(a)為D=0.5時，按上述原則設計的主電路參數所得到的開環(huán)輸入電流波形，圖4(b)為相同主電路參數D=0.8時的開環(huán)輸入電流波形，由于D=0.8時電路已不滿足斷續(xù)條件，輸入電流畸變明顯變大。

(a)    D=0.5 [!--empirenews.page--]

(b)    D=0.8

圖4    不同占空比下的開環(huán)輸入電流波形

    表1，表2，表3為在不同的占空比下的電路仿真數據。由這組數據可以看出，在同一額定占空比的情況下，THD隨著負載的減小而減小，由于占空比的變化率受到控制，相同負載不同額定占空比情況下THD變化不大。隨著占空比的增大，輸出電壓負載調整率在減小，電路穩(wěn)壓能力提高，這與理論分析一致。圖5,圖6分別為額定工作占空比為0.5，滿載和1/3負載時的輸入電壓、電流波形，其中幅值較大的為輸入電壓，較小的為輸入電流。

表1    D=0.2的仿真數據

C_c=0.51μF    C_f=2.3μF    R_f=6.9kΩ

表2    D=0.3的仿真數據

C_c=0.4μF    C_f=1.4μF    R_f=11.4kΩ

表3    D=0.5的仿真數據

C_c=0.2μF    C_f=1μF    R_f=16kΩ

圖5    滿載時輸入電壓電流波形

圖6    1/3載時輸入電壓電流波形

7    結語

    SEPIC電路只要工作在斷續(xù)狀態(tài)就能做到單位功率因數校正。占空比的相對變化量越大，THD就越大。只須控制占空比的相對變化量就可以控制輸入電流的THD。占空比的直流分量越大，輸出電壓的負載調整率就越小。