BLDC 電機基本原理

BLDC 電機通過反向電機設置消除了使用機械換向器的要求;繞組成為定子，永磁體成為轉子的一部分。 繞組通常由使用脈沖寬度調制 (PWM) 控制的六 MOSFET 電橋供電，它們按照控制次序進行轉向，產生旋轉磁場，從而“拖拽”圍繞它的轉子并驅動相連的負載(圖 1)。

換向由轉子和定子的相對位置確定，具體則通過霍爾效應傳感器測量，或通過電機轉動時生成的反電動勢 (EMF) 幅度測量(限無傳感器電機)。

目前有三種電子換向控制方案：梯形、正弦和磁場定向控制 (FOC)。 FOC 實現(xiàn)成本高，專用于高端應用，因此本文不做討論。

對于許多應用，梯形控制的 BLDC 電機是最佳解決方案。 這類電機結構緊湊、性能可靠，且價格也在迅速下降，因此尤其適合許多小型電機應用，包括汽車、白色家電和計算機。

此外，梯形技術最容易實現(xiàn)，因此也最受歡迎。 電機每相由直流供電，每 60? 進行換向。 相位驅動為“高”、“低”或保持浮動狀態(tài)。

理論上，這樣的系統(tǒng)可產生平滑、恒定扭矩。 實際上，特定相位的電流不可能瞬間由低轉為高。 相反，所導致的上升時間在輸出中生成與轉向定時一致的波紋(圖 2)。

轉矩波動不是梯形控制 BLDC 電機的唯一缺點。 另一個缺點是電氣和聲學噪聲。 一個重要的噪聲來源就是為每個相位供電的快速切換直流電流。 從電氣角度來說，這種噪聲會加熱繞組并降低效能。 從聲學角度來說，開關頻率及其諧波產生的“嗡嗡”聲音頻率雖然不是很大，但十分刺耳。

(有關 BLDC 電機運行和梯形控制方案的詳細信息，請參閱資料庫文章《如何對無刷直流電機進行供電和控制》。)

實施正弦控制

正弦控制十分復雜，很少有工程師可以僅借用基本原理就實現(xiàn)系統(tǒng)。 一個更好的方法就是利用芯片供應商的知識和 BLDC 電機設計開發(fā)套件。 NXP 的 FRDM-KE04Z 就是一個例子。

它利用 Kinetis KE04 ARM? Cortex?-M0 MCU 運行正弦算法。 由于控制電路設計基于一種普通的 BLDC 驅動器芯片，因此進一步減輕了實現(xiàn)難度。 這些設備通常將 PWM 控制和電力電子器件集成到一個芯片，并提供外部 MCU 的接口。 其他設備集成 MCU，僅需一些額外的無源元器件就可以形成完整電路。

正弦替代方式：“鞍形”圖

實踐中極少使用純正弦驅動電壓，因為相對于接地而言，為每個電機端子生成電壓的效率很低。 一個更好的方法就是在相位間生成正弦差分電壓，相位偏移 120? 進行換向。 實現(xiàn)方式是通過使用“鞍形”圖(而不是正弦)改變相對于接地的 PWM 占空比(以及驅動電壓)(圖 3)。 隨后，驅動電機的相電流就遵循相間電壓的純正弦波變化。

鞍形圖方法有兩個優(yōu)點： 第一，所產生的最大差分電壓要高于純正弦信號所能產生的電壓，因而給定輸入的扭矩和速度也更大。 第二，每個端子 1/3 時間輸出為零，進一步減少了功率級中的開關損耗。

正弦控制方法的一個復雜之處在于：根據(jù)形成鞍形電壓輸入所必需的電機角度來精確控制占空比。 這在高速旋轉時甚至變得更加困難。 挑戰(zhàn)主要在于每轉只能精確確定電機位置六次，而轉子的其中一個磁極經過三個霍爾傳感器中的一個。 例如，F(xiàn)RDM-KE04Z 常用的解決方案是將電機角速度乘以 ?T 并假定電機速度恒定，從而估算霍爾傳感器之間的電機角度 (“mtrAngle”)。

然后使用查詢表確定特定角度的 PWM 占空比。 在 FRDM-KE04Z 中，查詢表為電機旋轉的每個角度(實際 384 個增量)提供占空比。

此類方法利用了使用鞍形圖的附帶影響。 特別說明：由于特定相位的電壓值在三分之一時間內為零，這段時間不需要查詢，因而需要的處理器資源更少，并允許在應用中使用更普通的低成本 MCU。

這種方法的缺點是啟動階段電機快速加速時，霍爾傳感器之間的電機速度插值很可能不精確。 這會導致扭矩響應不平穩(wěn)。

針對這一問題，ROHM Semiconductor 的 BD62011FS 風扇電機控制器采用的一種常見解決方案是：以梯形控制模式啟動電機，在達到特定速度(通常 5 - 100 Hz)后切換到正弦控制，此時插值的精確度更高。

Rohm 的設備主要針對配備霍爾傳感器的 BLDC 電機的控制。 芯片采用高壓側和低壓側 MOSFET 的 PWM 控制和正弦換向邏輯。 它可在 10 到 18 V 輸入范圍內運行，并提供介于 2.1 和 5.4 V(最高 1 W)的輸出范圍。 目標應用包括空調、水泵和白色家電。

另一個設計挑戰(zhàn)是給定相位驅動電壓和產生的正弦波電流之間的相位延遲，通常發(fā)生于非補償型 BLDC 電機。 電機可正常運行，但效能將降低，這會首先挫敗實現(xiàn)正弦控制方案的目標。 這種效能低下的原因不是驅動電壓和相位電流之間的相位延遲，而是相位電流和正弦反電動勢之間的相位延遲。

幸運的是，許多驅動芯片，包括 ON Semiconductor 的 LV8811G 功率 MOSFET 驅動器，允許設計人員在正弦驅動電流中引入超前相角，從而確保其峰值與反電動勢的峰值一致。 超前相角通常設為隨輸入電壓線性增加，而電壓決定電機速度(圖 4)。

LV8811G 是三相 BLDC 電機驅動器，由單個霍爾傳感器控制并采用正弦控制。 直接 PWM 脈沖輸入或直流電壓輸入都可用于控制電機轉速。

使用 LV118811G 時，設計人員可通過引腳 PH1 和 PH2 上的分壓電阻器來設置初始條件：相角開始超前的速度和超前相角斜坡的梯度。 之后芯片的內部邏輯根據(jù)預定公式確定給定速度的超前相角。

無傳感器 BLDC 正弦控制

正弦控制還可通過無傳感器的 BLDC 電機實現(xiàn)。 這些電機的運行方式與使用霍爾效應傳感器的電機相似，除了位置信息是通過測量反電動勢獲得。 (有關詳細信息，請參閱資料庫文章《通過反電動勢控制無傳感器的 BLDC 電機》。)

例如，Texas Instruments 的 DRV10983 就是設計用于無傳感器的 BLDC 電機的正弦控制。 芯片集成電力電子器件，可以連接外部 MCU 并提供高達 2 A 的連續(xù)驅動電流。正弦控制通過使用公司的專有控制方案來實現(xiàn)。

在該方案中，換向控制算法連續(xù)測量電機相電流并定期測量供電電壓。 然后，設備使用該信息計算反電動勢和電機位置。 電機速度由單位時間內一個相位的反電動勢的過零次數(shù)確定。 芯片還允許超前相角，以調整相電流和反電動勢，從而實現(xiàn)最大效能。

DRV10983 是專門設計用于成本敏感、低噪聲、低外部元器件計數(shù)的應用(圖 5)。

總結

BLDC 電機由于性能和可靠性的優(yōu)勢，正逐漸成為傳統(tǒng)有刷型電機的替代產品。 對于許多應用，梯形控制可滿足使用預期，但如果設計人員的任務是提高效能、減少電氣和聲學噪聲并提高扭矩傳遞，則應考慮正弦控制。