電池測試、電化學阻抗譜和半導體測試等測試和測量應用需要精確的電流和電壓輸出直流電源。設備的電流和電壓控制精度需要在 ±5°C 環(huán)境溫度變化范圍內優(yōu)于滿量程范圍的 ±0.02%。精度在很大程度上取決于電流檢測電阻器和放大器的溫度漂移。在本文中，您將了解不同組件如何影響系統精度，以及如何為精密直流電源設計選擇合適的組件。

輸出驅動器

圖 1 是電源的框圖，包括輸出驅動器、電流和電壓檢測電路、控制回路、模數轉換器 (ADC) 和數模轉換器 (DAC)。輸出驅動器的選擇取決于輸出精度、噪聲和功率電平。線性電源用作低功率 (<5 W) 或低噪聲應用的輸出驅動器。具有集成熱保護和過流保護的功率運算放大器 (op amp)適用于低功率應用。

圖 1：直流電源的典型框圖

由于功耗的原因，使用線性輸出驅動器獲得更高的輸出功率具有挑戰(zhàn)性，因此您需要一個同步降壓轉換器來獲得更高的輸出功率，通過在輸出端保持大濾波器，它可以實現 0.01% 的滿量程精度. 例如，使用降壓轉換器，5V 輸出范圍可以達到 500μV 的精度。您還需要確認轉換器中沒有脈沖跳躍和二極管仿真模式，這會增加輕負載時的輸出紋波。C2000 實時微控制器 (MCU) 非常適合精密同步降壓轉換器電源，因為您可以在軟件中禁用不需要的功能。

電流和電壓檢測

高精度分流電阻器和低漂移儀表放大器可以測量輸出電流。儀表放大器的輸入失調誤差和增益誤差不是問題，因為系統校準期間會考慮這兩種誤差。然而，儀表放大器的失調和增益漂移、輸出噪聲和增益非線性難以校準，在選擇電流檢測放大器時應考慮這些誤差。

公式 1 計算了表 1 中所示的電流檢測放大器的總未調整誤差。共噪聲抑制比的誤差相對較小，您可以忽略它。

該INA188在表中列出的放大器之間的誤差最小。誤差計算使用 ±5°C 溫度變化，分別為 1A 和 25A 輸出選擇 100mΩ 和 1mΩ 電流電阻器。

表 1：電流檢測放大器的未調整總誤差

使用差分或儀表放大器可以非常準確地監(jiān)控負載電壓。放大器檢測負載的輸出電壓和接地電壓，以消除電纜中任何壓降造成的誤差。系統校準調整放大器的失調和增益誤差，只留下輸入失調漂移。您可以通過將偏移漂移除以滿量程電壓來計算百萬分之幾的漂移。例如，在 2.5V 滿量程范圍和 1μV/°C 偏移漂移的情況下，漂移將為 0.4 ppm/°C。如果您需要較低的輸出電壓漂移，則可以選擇零漂移運算放大器，例如 OPA188，其最大輸入失調漂移為 85 nV/°C。然而，1μV/°C 失調漂移精密運算放大器足以滿足大多數應用的需求。

ADC

在系統校準期間調整 ADC 偏移和增益誤差。ADC 的漂移和非線性引起的誤差很難校準。表 2 比較了三種不同的高精度 Δ-Σ ADC 在 ±5°C 溫度變化下的誤差。在表中列出的 ADC 中，ADS131M02 的誤差最小。誤差計算不包括 ADC 的輸出噪聲和電壓參考誤差。

表 2：ADC 的總未調整誤差

您可以通過增加 ADC 的過采樣率來顯著降低噪聲誤差。REF70等低噪聲 (<0.23 ppm p-p ) 和低漂移電壓基準 (<2ppm/°C)足以滿足直流電源應用的需求。該器件在 0 到 1,000 小時的運行中只有 28 ppm 的長期漂移。在接下來的 1,000 小時內，隨后的漂移將顯著低于 28 ppm。

控制回路

圖 2 顯示了電源的模擬控制回路。即使您不需要恒流輸出，保持恒流回路也有助于短路保護。恒流環(huán)路將通過降低輸出電壓來限制輸出電流，電流限制可通過 IREF 設置進行編程。

在恒流和恒壓環(huán)路之間使用二極管有助于從恒壓到恒流的轉換，反之亦然。甲復用器友好運算放大器適合于恒定電流和恒定電壓循環(huán)，以避免在開環(huán)操作放大器輸入端之間的短路。當任何控制環(huán)路處于開環(huán)狀態(tài)時，運算放大器的輸入引腳上可能會出現大于 0.7 V 的差分電壓。 非多路復用器友好型運算放大器在輸入引腳上具有反并聯二極管，這不允許差分電壓超過二極管壓降。因此，非多路復用器友好型運算放大器會增加放大器的偏置電流，這可能會導致器件自熱和系統誤差，因為該電流與源阻抗相互作用。

圖 2：恒流恒壓環(huán)路原理圖

您還可以在 C2000 實時 MCU 內的數字域中實施控制回路。C2000 實時 MCU 的高分辨率脈寬調制、精密 ADC 和其他模擬外設有助于減少組件總數和物料清單。C2000 實時 MCU 產品組合包括 16 位和 12 位 ADC 選項。

結論

在為測試和測量應用設計直流電源時，請考慮溫度漂移和噪聲規(guī)格。如果您選擇低漂移放大器和 ADC 產品，您可以獲得低于 0.01% 的準確度。