利用可尋址遠(yuǎn)程傳感器數(shù)據(jù)通路 (HART) 協(xié)議，過程測(cè)量與控制器件可通過傳統(tǒng)4-20mA電流環(huán)路實(shí)現(xiàn)通信。這種協(xié)議使用1200 Hz和2200 Hz頻率的移頻鍵控 (FSK)。此處，一個(gè) 1200Hz 周期代表一個(gè)邏輯 1，而兩個(gè) 2200Hz 周期代表邏輯 0。由于 FSK 波形的平均值始終為 0，因此模擬 4-20mA 信號(hào)不受影響。

理想情況下，F(xiàn)SK 信號(hào)由疊加在 DC 測(cè)量信號(hào)上的兩個(gè)頻率正弦波組成。但是，相連續(xù) FSK 正弦波的生成是一種十分復(fù)雜的過程。因此，為了簡(jiǎn)化 HART 信號(hào)波形的生成過程，HART 規(guī)范的物理層對(duì)參數(shù)極限值進(jìn)行了定義，標(biāo)準(zhǔn)化波形的振幅、形態(tài)和轉(zhuǎn)換速率均不得超出這些參數(shù)極限值。在這種情況下，一種梯形波形非常適合于這種應(yīng)用，圖 1 顯示了其各個(gè)極限值。

圖 1 梯形HART電流波形的最小與最大值

圖 2 所示 HART 發(fā)送器提供了一種簡(jiǎn)單且低成本的解決方案，其產(chǎn)生一個(gè)梯形 HART 波形，并將它疊加在一個(gè)可變 DC 電平上，最終把產(chǎn)生的輸出電壓轉(zhuǎn)換為電流環(huán)路。

圖 2 低成本 HART 發(fā)送器

HART FSK 信號(hào)(常常由本地微控制器單元 [MCU] 生成)，被應(yīng)用于首個(gè)NAND 柵極 (G1) 的輸入端。MCU 的通用 I/O 端口的第二個(gè)輸出，起到一個(gè)有效高態(tài)“激活”(ENABLE)信號(hào)的作用。G1 控制兩個(gè)遠(yuǎn)端 NAND 柵極(G2和G3)，其輸出通過高阻抗分壓器 R1 和 R2 連接到一起。

由 R4 和 R5 組成的第二個(gè)分壓器，將 5V 電源分為一個(gè) VREF = VCC/2 的基準(zhǔn)電壓，即 2.5V。只要“激活”為低電平，G2 的輸出便為低態(tài)，而 G3 輸出為高態(tài)。由于高阻抗負(fù)載，NAND 輸出擁有軌到軌功能;R1=R2 時(shí)，A1 非反向輸入 VIN 的輸入電壓也為 2.5V。

當(dāng)“激活”為高態(tài)時(shí)，G2 和 G3 輸出相互換相，從而在 VIN 下形成一個(gè)小方波，其圍繞 VREF 對(duì)稱擺動(dòng)。VIN 的峰值到峰值振幅為：

VS 為正 5V 電源，而 R1|| R2 為 R1 和 R2 的并聯(lián)組合。

把圖 2 的電阻值插入方程式得到 VIN(PP)=200Mv 的輸入電壓擺動(dòng)，其讓VIN擺動(dòng)位于2.4V和2.6V之間。當(dāng) VIN 升至 2.6V 時(shí)，A1 的輸出立即達(dá)到正飽和狀態(tài)，并通過 R6 和 R7 對(duì) C3 充電。C3 (VHART) 的實(shí)際 HART 電壓線性上升，直到達(dá)到 2.6V 為止。這時(shí)，放大器 A1 迅速退出飽和狀態(tài)，并起到一個(gè)電壓跟隨器的作用，從而將 VHART 保持在 2.6V。當(dāng) VIN 下降至 2.4V 時(shí)，A1輸出進(jìn)入負(fù)飽和狀態(tài)，并通過 R6 和 R7 對(duì) C3 放電。之后，VHART 線性下降，直到其達(dá)到 2.4V 為止。這時(shí)，A1 退出飽和狀態(tài)，并再次起到一個(gè)電壓跟隨器的作用，將 VHART 保持在 2.4V。

由此產(chǎn)生的梯形波形在振幅方面與 VIN 相等，并且圍繞 VREF 做對(duì)稱擺動(dòng)。它的轉(zhuǎn)換速率計(jì)算方法如下：

其中，VSAT 為 A1 的正或負(fù)輸出飽和電壓。

由于 VHART 的 AC 電流比VSAT 小，因此 VHART 可以由其靜態(tài)電平 VREF 得到近似值。另外，A1 軌到軌輸出能力結(jié)合 R6 負(fù)載高阻抗，可得到 5V 和 0V 的輸出飽和電平。假設(shè) R7 遠(yuǎn)小于 R6，則前面表達(dá)式可簡(jiǎn)化為：

如果我們把圖 2 的 R6 和 C3 組件值插入方程式，則梯形波形的轉(zhuǎn)換速率結(jié)果為 ±1.25 V/ms。

把 VHART (200Mv) 的峰值到峰值振幅調(diào)節(jié)為 1mA HART 峰值到峰值電流信號(hào)，讓 1.25V/ms 電壓轉(zhuǎn)換速率相當(dāng)于 HART 電流信號(hào)中 6.25 mA/ms 的電流轉(zhuǎn)換速率，從而完全位于圖 1 所示極限值范圍以內(nèi)。

要求使用 R7 來將 A1 輸出隔離于大電容負(fù)載 C3，目的是維持閉環(huán)穩(wěn)定性。具體要求值取決于 A1 的單位增益帶寬 fT 以及 R6 和 C3 的值。R7 的有效近似值計(jì)算方法如下：

A1 必須具有相當(dāng)寬的頻率響應(yīng)，并且其轉(zhuǎn)換速率要明顯快于HART梯形波形。OPA2374 是 TI 一種低成本的雙運(yùn)算放大器，其擁有 5 V/µs 的高轉(zhuǎn)換速率和fT = 6.5 MHz 的單位增益帶寬。另外，放大器輸出具有軌到軌驅(qū)動(dòng)能力，其典型靜態(tài)電流為每個(gè)放大器 585 µA。

第二個(gè)放大器 A2 把 HART 信號(hào)疊加于可變 DC 電壓 VDC 上。A2 輸出電壓VOUT 變?yōu)椋?/p>

使 R8 到 R11 值相等，可將上面方程式簡(jiǎn)化為：

由于 VHART 由一個(gè) 200Mv 梯形波形(圍繞　VREF　對(duì)稱擺動(dòng))組成，因此 A2輸出僅包含疊加在可變 DC 電平上的小HART波形。將VOUT送入TI的XTR115電壓到電流轉(zhuǎn)換器，可使每個(gè) 200mV VDC 相當(dāng)于 1Ma 電流。因此，把　VDC從 0.8V 變?yōu)? 4.0V，相當(dāng)于一個(gè) 4-20Ma 電流范圍。

電阻器 R8 到 R11 值應(yīng)足夠大，以最小化對(duì) C3 充電電流的負(fù)載影響，但是又不能太大，以免 A2 輸入偏差電流引起誤差。適當(dāng)?shù)碾娮柚悼蓪?VREF 從 VOUT 完全消除，這樣 VOUT = VDC ± 100 mV。因此，R4 和 R5 取值不當(dāng)，或者電壓電源存在差異，都不會(huì)對(duì) VOUT 的 DC 電流產(chǎn)生太大影響。

XTR115 是一種雙線、精密、電流輸出轉(zhuǎn)換器，其通過一個(gè)工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)電流環(huán)路發(fā)送模擬 4-20mA 信號(hào)。這種器件擁有精確的電流調(diào)節(jié)和輸出電流限制功能。它的片上5V電壓調(diào)節(jié)器用于為外部電路供電。為了確保對(duì)輸出電流IOUT的控制，電流返回引腳IRET起到一個(gè)本地接地的作用，并對(duì)外部電路中使用的所有電流進(jìn)行檢測(cè)。它的輸入級(jí)擁有 100 的電流增益，其由兩個(gè)激光修整增益電阻器 RG1 和 RG2 設(shè)置：

因此，輸入電流 IIN 產(chǎn)生輸出電流 IOUT，其等于 IIN × 100。IIN 的電勢(shì)為 0(參考 IRET)時(shí)，把輸入電壓轉(zhuǎn)換為規(guī)定輸出電流所要求的電阻器值為：

因此，將200mVPP HART電壓轉(zhuǎn)換為1mA電流，要求輸入電阻為：

另外，RIN對(duì)4-20mA電流范圍的輸入電壓范圍定義如下：

以及：

圖 3 HART 發(fā)送器信號(hào)通路的信號(hào)電壓

結(jié)論

簡(jiǎn)單運(yùn)算放大器電路可用于為傳統(tǒng) 4-20mA 電流環(huán)路設(shè)計(jì)一個(gè)低成本的　HART 發(fā)送器。

圖 3 顯示了 2V DC 輸入時(shí) HART 傳輸期間不同測(cè)試點(diǎn)的信號(hào)電壓。匹配差分放大器 A2 的電阻器，移除了輸出信號(hào)的 VREF 分量。因此，基準(zhǔn)電壓偏差對(duì)VOUT 沒有影響。這樣，輸出信號(hào)便圍繞 2V DC 輸入做對(duì)稱擺動(dòng)。