下面我們將了解下三毫米單片集成電路的噪聲系數(shù)測量

3 mm由于其波長短，在軍事應用中有許多優(yōu)點，因此被廣泛用于精確制導和點到點通信中。作為各種軍用電子裝備其接收端的靈敏度是關(guān)鍵技術(shù)指標，而接收機靈敏度主要取決于接收機的噪聲電平、因此，測量系統(tǒng)的噪聲系數(shù)是評估電子裝備系統(tǒng)的關(guān)鍵參數(shù)之一。軍事預研的3 mm低噪聲單片放大電路，需要測量其噪聲系數(shù)。建立3 mm噪聲系數(shù)測量系統(tǒng)，研究其測量方法，實現(xiàn)準確測量是當務之急。為此本文建立了92～97 GHz在片噪聲系數(shù)測量系統(tǒng)。

1 噪聲系數(shù)測量原理

本文設(shè)計系統(tǒng)的原理框圖如圖1所示。

式中：F為被測件的噪聲因子(即噪聲系數(shù)的線性表示);NF為被測件的噪聲系數(shù)(即噪聲系數(shù)的對數(shù)表示);Th為噪聲源開態(tài)的噪聲溫度;Tc為噪聲源關(guān)態(tài)的噪聲溫度(即室溫);To=290 K為標準溫度;

為Y因子，噪聲源開和關(guān)兩種狀態(tài)下被測件輸出噪聲功率之比;

為噪聲源的超噪比。

本文采用平衡混頻器，把3 mm噪聲信號下變頻至噪聲系數(shù)分析儀的頻率范圍內(nèi)，采用Y因子法測量噪聲系數(shù)。

2 系統(tǒng)設(shè)計方案

2.1 系統(tǒng)構(gòu)成

本設(shè)計的系統(tǒng)框圖和實物照片如圖2和圖3所示。

2.2 關(guān)鍵技術(shù)

(1)加偏置的平衡混頻器技術(shù)

本文采用平衡混頻器，用基波混頻的方式，把3 mm噪聲信號變成中頻信號。但一般的3 mm平衡混頻器的變頻損耗在10 dB左右，而且要求本振信號達到+13 dBm。由于3 mm信號發(fā)生器的技術(shù)指標是輸出大于+3 dBm，因此，很難使混頻器正常工作，在這樣的電平下，混頻器的變頻損耗增大了很多，將大于15 dB。固態(tài)噪聲源的ENR均小于15 dB，因此系統(tǒng)無法正常工作。為此，考慮給混頻器的本振端用直流信號加偏置，以減小對本振信號功率電平的要求。解決了本振信號功率小，無法工作的難題。同時，平衡混頻器還具有端口隔離度好的優(yōu)點，使本振相位噪聲的影響也減小了。

(2)減小本振信號發(fā)生器相位噪聲的影響

3 mm信號發(fā)生器的相位噪聲采用Agilent 8563E頻譜分析儀和3 mm諧波混頻器和相位噪聲測量軟件85671A構(gòu)成測量系統(tǒng)，能測量的offset頻率最大到300 MHz，本振信號發(fā)生器相位噪聲測量結(jié)果如圖4所示。

噪聲系數(shù)測量對本振相位噪聲的要求應滿足下述任何一種表述：

a偏離載波一個中頻處的相位噪聲電平不超過-130 dBm/Hz;

b本振相位噪聲電平不超過[-174 dBm/Hz+NFdut+Gdut]。

實測本振信號發(fā)生器AV1482A相位噪聲在偏離載波大于50MHz時均為-11O dBc/Hz，由于采用平衡混頻器，其對本振噪聲有20 dB的抑制度，且本振至輸入端隔離為20 dB，因此，本振相位噪聲在混頻器輸入端引起的噪聲電平為：

式中：Pt(dBm/Hz)為本振相位噪聲漏至混頻器輸入端的功率;Pc(dBm)為本振載波功率;L(dBc/Hz)為本振相位噪聲;Im(dB)為混頻器本振輸入端至射頻輸入端的隔離度;Sm(dB)為混頻器對本振的相位噪聲的抑制度;NFdut(dB)為DUT的噪聲系數(shù);Gdut(dB)為DUT的增益。

在最壞條件下，NFdut=3 dB，Gdut=0 dB，NFsys=5 dB，Gsys=30 dB。

被測件在輸入阻抗為50 Ω時產(chǎn)生的噪聲功率與本身的噪聲和系統(tǒng)低噪聲放大器的噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲功率：

Pn=KT0+NFdut+GdutNFsys+Gsys=-174 dBm+3 dB+0 dB+5 dB+30 dB="-136" dBm/Hz

式中：NFsys(dB)為低噪聲放大器的噪聲系數(shù);Gsys(dB)為低噪聲放大器的增益;B(Hz)為噪聲帶寬;T0(K)為標準溫度(290 K);K為波爾茲曼常數(shù)(1.38×10-23)。

結(jié)論：本系統(tǒng)本振相位噪聲在混頻器輸入端產(chǎn)生的噪聲電平均不超過要求：

-147 dBm/Hz<<-130 dBm/Hz滿足a項要求;

-147dBm/Hz<<-136 dBm/Hz滿足b項要求。

由于噪聲系數(shù)測量時要做系統(tǒng)校準，對系統(tǒng)二級噪聲進行修正，因此滿足上述條件就不會對噪聲系數(shù)測量不確定度產(chǎn)生影響。

(3)在系統(tǒng)中加入3 mm低噪聲放大器

在3 mm頻段平衡混頻器變頻損耗>1O dB，噪聲系數(shù)也在這樣的量級，如果系統(tǒng)加入低噪聲放大器，不僅減小了系統(tǒng)二級噪聲的貢獻，也使系統(tǒng)工作十分穩(wěn)定，測量數(shù)據(jù)的重復性很好。同時減小了系統(tǒng)本振相位噪聲對系統(tǒng)測量的影響。

(4)計算了測量系統(tǒng)動態(tài)范圍

①放大器動態(tài)范圍的估算：

考慮到放大器的增益和噪聲系數(shù)的起伏，取其噪聲系數(shù)為5 dB，則：

放大器P-1dB壓縮點的輸入信號為-40 dBm，所以放大器的動態(tài)范圍為23.6 dBm。

②系統(tǒng)動態(tài)范圍的估算

噪聲源輸出功率的估算：

首先求噪聲源平均超噪比值(ENR)：

輸出噪聲功率為：

這樣估算出系統(tǒng)的動態(tài)范圍為15dB左右，因此，增益大于15 dB的放大器需在放大器后接入衰減器一同測試。

3 測量結(jié)果分析

3.1 測量數(shù)據(jù)

測量我所研制的PHEMT電路裸片16個，圖5給出其中之一的實測噪聲系數(shù)和增益曲線，偏置條件為Vds=1.0 V，Ids=22 mA。

3.2 測量不確定度的分析

噪聲系數(shù)測量不確定度不僅取決于噪聲系數(shù)分析儀的準確度，而且與被測件的噪聲系數(shù)和增益的大小有關(guān)，如圖6所示。

同時考慮失配的因素，采用如下計算公式：

式中：

根據(jù)上述公式，以94 GHz MMIC放大器為例，計算UB。

噪聲系數(shù)NF1(dB)=3.43 dB，F(xiàn)1=2.203，

增益G1(dB)=13.46(dB)，G1=22.182，

3 mm接收機噪聲系數(shù)NF2(dB)=4.85 dB，F(xiàn)2=3.054 9，

駐波比為1.12，ρ=0.056 6，

噪聲源輸出駐波比為1.13，ρ=0.061 0，

F12=F1十(F2-1)/G1=3.608 9。

計算下述各量：

從噪聲系數(shù)分析儀技術(shù)指標可知：δNF=0.1 dB，δG=0.15 dB。

根據(jù)失配不確定度公式：&plusmn;20log(1+ρsρl)計算出各失配不確定度：

根據(jù)式(7)計算出噪聲系數(shù)測量不確定度為0.28 dB。

只介紹了92～97 GHz頻率范圍的低噪聲單片集成電路裸片噪聲系數(shù)的測量，實際上本系統(tǒng)可以用于75～110 GHz頻率范圍內(nèi)的噪聲系數(shù)的測量。目前正在本系統(tǒng)上做3 mm噪聲源校準技術(shù)的研究。

總結(jié)：本文主要討論了什么是噪聲系數(shù)，噪聲系數(shù)的計算方法，使大家了解到研究噪聲的目的在于如何減少它對信號的影響，并介紹了噪聲系數(shù)的測量方法-Y因數(shù)法，闡述了噪聲系數(shù)對參數(shù)不同的測量方法。最后根據(jù)3 mm波單片集成電路的噪聲系數(shù)的測量進行了分析。