摘要：基于CSMCO．5μm CMOS工藝設(shè)計一種帶滯回功能的高穩(wěn)定性電壓控制電路，利用遲滯比較器對旁路電壓和基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較并控制電容的充放電，提高了電壓的穩(wěn)定性。Cadence Spectre仿真結(jié)果表明，該電路產(chǎn)生的電壓穩(wěn)定性高，功耗低，且其滯回功能能有效抑制噪聲。與普通的旁路電壓控制電路相比，具有更高的穩(wěn)定性和抗噪聲能力，可廣泛用于各種功率放大器內(nèi)部。
關(guān)鍵詞：CMOS；旁路電壓；比較器；電流反饋

    音頻功率放大器被廣泛應(yīng)用于諸如移動電話、MP3，MP4等便攜式設(shè)備中，而為了使音頻功率放大器能正常工作，其內(nèi)部必須含有旁路電壓控制電路，以產(chǎn)生正確的直流偏置電壓使電路正常工作。這里在O．5μm CMOS工藝條件下，設(shè)計了一種采用電流反饋實(shí)現(xiàn)遲滯功能的旁路電壓控制電路。

1 電路結(jié)構(gòu)
    旁路電壓控制電路包括施密特電路、比較器電路和控制電路三大部分。其整體的電路如圖1所示。下面將分別介紹。

1．1 施密特電路
    集成電路的廣泛應(yīng)用為芯片添加關(guān)斷功能以降低芯片的功耗成為必需。該設(shè)計中的M25～M29組成的施密特電路就提供了此功能。當(dāng)外部引腳“SHUTDOWN”電壓Vin為低電平時，M25，M26導(dǎo)通，M27，M28截止，D點(diǎn)輸出高電平，此時整個電路處于關(guān)斷狀態(tài)，內(nèi)部功耗極低。隨著Vin逐漸升高，當(dāng)Vin>VTH(M28)時，M28，M29均處于導(dǎo)通狀態(tài)，則M28的漏端電壓為M28，M29對電源的分壓，近似為VDO／2．故M27仍截止。當(dāng)Vin繼續(xù)上升，M25，M26導(dǎo)通能力下降，導(dǎo)致M27的源端電壓下降，當(dāng)VGS(M27)>VTH(M27)時，M27開始導(dǎo)通，使D點(diǎn)電壓急劇下降，進(jìn)一步使M25，M26的導(dǎo)通減弱直至截止，此時，輸出翻轉(zhuǎn)，D點(diǎn)輸出低電平，電路轉(zhuǎn)為正常工作。
    施密特觸發(fā)器的特點(diǎn)在于其可將緩慢變化的電壓信號轉(zhuǎn)變?yōu)檫呇囟盖偷木匦蚊}沖，所以即使外部引腳“SHUTDOWN”的電壓變化緩慢或包含噪聲，電路都能正常地工作；同時也能看出，只有在輸入大于一定電壓時，電路才會正常工作，這樣的設(shè)計提高了電路的抗干擾能力。
1．2 電壓比較器電路
    比較器用于比較兩個輸入模擬信號并由此產(chǎn)生一個二進(jìn)制輸出。而通常情況下，比較器工作于噪聲環(huán)境中，并且在閾值點(diǎn)檢測信號的變化。當(dāng)一個包含噪聲的信號加在沒有遲滯功能的比較器的輸入端，會使比較器的輸出充滿噪聲，甚至有可能出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。故在設(shè)計時往往借助正反饋以實(shí)現(xiàn)滯后功能，使電路具有一定的抗噪聲能力。這種正反饋往往分為外部正反饋和內(nèi)部正反饋，又由于外部正反饋所需的高精度的電阻在集成電路中很難實(shí)現(xiàn)，所以內(nèi)部正反饋得到了更為廣泛的應(yīng)用。
    在該設(shè)計中，電壓比較器的主要功能在于：比較旁路電壓和基準(zhǔn)電壓的大小，輸出信號到控制電路以確定是否對旁路電容進(jìn)行充電。它的電路結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。當(dāng)PD為低電平時。比較器正常工作。當(dāng)“+”端電壓低于“-”端電壓時，M1的漏電流大于M2的漏電流，多余的電流對電容Cj(此點(diǎn)到地的等效寄生電容)進(jìn)行充電，M6的柵電壓升高，當(dāng)|VGS6|<|VTP|時，M6截止，比較器輸出低電平；同理，當(dāng)“+”端電壓高于“-”端電壓時，電容Cj(此點(diǎn)到地的等效寄生電容)放電．M6的柵極電壓降低，M6飽和導(dǎo)通，比較器輸出高電平。

    M8～M12為電流反饋部分。當(dāng)比較器輸出高電平時，開關(guān)管M9和M12均導(dǎo)通，M11和M8組成電流鏡結(jié)構(gòu)，當(dāng)M11，M8均處于飽和區(qū)時電流鏡正常工作且M11，鏡像M8的漏電流并反饋回A點(diǎn)，以改變比較器負(fù)向轉(zhuǎn)折的閾值電壓VTRP-，達(dá)到遲滯的目的。
       
則通過調(diào)節(jié)M11和M8管的寬長比，可以改變反饋回A點(diǎn)的電流大小，從而改變電路的負(fù)向轉(zhuǎn)折閾值電壓。此時比較器的正向轉(zhuǎn)折點(diǎn)和負(fù)向轉(zhuǎn)折點(diǎn)不等，比較器電路具有雙穩(wěn)態(tài)特性，其寬度為：
   
    該寬度電壓表明了比較器所允許的最大噪聲幅度。
    與文獻(xiàn)中所介紹的利用內(nèi)部電壓正反饋實(shí)現(xiàn)遲滯的電路相比，采用電流反饋的方法，一方面避免了同時使用正、負(fù)反饋，使電路的性能更為穩(wěn)定；另一方面也減少了MOS管狀態(tài)改變的次數(shù)，降低了比較器傳輸時延。當(dāng)PD為高電平時，M13截止，M14導(dǎo)通，使得M5，M7，M10均處于截止?fàn)顟B(tài)，整個電路處于低功耗狀態(tài)。
1．3 控制電路
    控制電路所實(shí)現(xiàn)的功能為產(chǎn)生比較器所需的基準(zhǔn)電壓和對旁路電容進(jìn)行充、放電。圖1中，M17，M18的柵極電壓由放大器的偏置電路產(chǎn)生。當(dāng)PD為低電平時，開關(guān)管M15導(dǎo)通，調(diào)節(jié)R1，R2的值，使B點(diǎn)的電壓等于VDD／2，并將B點(diǎn)的電壓作為比較器的正向轉(zhuǎn)折電壓，此時開關(guān)管M19導(dǎo)通。電路對旁路電容CB充電且將C點(diǎn)電壓作為比較器的正向輸入。當(dāng)電容上的電壓低于時，比較器輸出低電平，M21截止；當(dāng)電容上的電壓高于正向轉(zhuǎn)折電壓時，比較器輸出高電平，M19截止，電路停止對旁路電容充電，同時M21導(dǎo)通。此時C點(diǎn)的電壓為：
   

式中：VC+為M21導(dǎo)通后電容上的電壓；VC-為M21導(dǎo)通前的電容上的電壓；τ為時間常數(shù)，τ=(RB+R)C；RB為B點(diǎn)到地的等效電阻。可以看到在一段時間后，旁路電容上的電壓將近似等于B點(diǎn)電壓，即VDD／2，則得到所需的旁路電壓。同時，考慮到音頻功率放大器上電、掉電的“POP”噪聲是由旁路電壓的瞬間跳變引起的，所以可以適當(dāng)?shù)脑龃笈月冯娙菀栽龃笈月冯妷旱纳仙?、下降速度，起到減少“POP”噪聲的作用。
    當(dāng)PD為高電平時．M16截止，電路不工作。

2 仿真結(jié)果
    該使設(shè)計采用Candence Spectre仿真工具進(jìn)行仿真，所采用的工藝是華潤上華O．5μm的N阱CMOS工藝典型模型。
    圖3為該設(shè)計中旁路電壓的輸出變化曲線?！癝HUTDOWN”引腳低電平有效，輸出曲線在電路從關(guān)斷狀態(tài)轉(zhuǎn)為工作狀態(tài)時會出現(xiàn)一個小突刺，這是由于旁路電容上的電壓比節(jié)點(diǎn)C略高，電容會有一個小的放電過程。在常溫下，輸出約在3．4μs處開始穩(wěn)定在2．5 V。當(dāng)t=7．5μs時，輸出為2．501 6 V，其誤差為O．064％。電路的靜態(tài)功耗為O．685 mW。

    圖4為電壓比較器的正端電壓從2．0～3．O V變化以及從3．O～2．0 V變化時，比較器的輸出變化曲線?？梢钥闯觯容^器的正向閾值電壓，負(fù)向閾值電壓。與的不等說明引入遲滯后電路抑制噪聲的能力明顯增強(qiáng)。

    圖5和圖6分別為比較器的正向傳輸時延和負(fù)向傳輸時延。由圖可知，比較器的正向傳輸時延為7.632 ns，負(fù)向傳輸時延為35．32 ns。對于大部分的芯片而言，這個數(shù)量級的延遲是可以忽略的。

3 結(jié)語
    從上面的仿真結(jié)果可以看出，該設(shè)計的旁路電壓控制電路可以產(chǎn)生輸出穩(wěn)定的旁路電壓，且具有一定的噪聲抑制能力。此外，整個電路的靜態(tài)功耗低，信號的延遲時間較短，可以廣泛應(yīng)用于各種音頻放大器電路中。