一個跨感應(yīng)電壓調(diào)節(jié)器(tlvr)修改了傳統(tǒng)的多相轉(zhuǎn)換器,加速了轉(zhuǎn)換器的輸出電流旋轉(zhuǎn)速度的能力,以接近高速處理器的快速負載轉(zhuǎn)換速率或應(yīng)用專用集成電路的核心電壓軌。每一個輸出電感得到一個二次繞組,這些繞組被串聯(lián)地連接起來,以創(chuàng)建一個二次環(huán)路來加速對負載變化的響應(yīng)。然而,這種負載瞬態(tài)性能的改善是以增加靜態(tài)波動及其造成的功率損失為代價的。問題是,很難估計次級回路中的實際整體電感,這是性能的一個主要驅(qū)動因素,因為布局和印刷電路板(印刷電路板)的結(jié)構(gòu)會對其產(chǎn)生重大影響。在這個能量提示里,我將展示一個簡單的測量,您可以使用估計實際泄漏電感在TLVR二次循環(huán)和優(yōu)化性能。

圖1 是一個簡化的多相元變換器的示意圖,沒有和與Tlvr電路。

圖1 簡化多相轉(zhuǎn)換器和TLVR圖。

請注意,將輸出電感的所有第二位與補償電感值(L)連接的Tlvr中增加的二次循環(huán) ,以及顯示的寄生元素。所有這些電感的總和是總二環(huán)電感,或l Tsl .L Tsl 確定TLVR的性能,因為增加的輸出電流轉(zhuǎn)換速率和來自TLVR循環(huán)的高頻波波電流與它成反比。由于寄生電感的不可預(yù)測性,在首次引入TLVR時,它包括一個固定的L。

現(xiàn)有的方法集l C "淹沒"寄生的電感,假設(shè)它們比L要少得多 C .但有一個范圍測量跨越L C 或者驗證這個假設(shè),或者如果沒有,提供你需要的信息來估計 Tsl .你就可以調(diào)整 C 為了更好地匹配目標的整體泄漏,以獲得最佳的滑道率能力和波紋電流性能,在某些情況下忽略它。

TLVR性能方程是以每微秒安培的速度輸出電流的可調(diào)節(jié)能力,最近的一些應(yīng)用要求每微秒5000安培。睡眠能力也同樣重要,但對V來說 在…中 (一般為12V)一般比V大得多 在外面 (0.7%至1.8V通常),睡速能力一般要大得多,而且可能過高。限制你可以同時打開多少階段通常會減少過度的睡覺能力。

這個32級設(shè)計使用了兩個Tlvr環(huán)路,每個環(huán)路的鋸齒頻率接近5MHZ,但180度的相位,以實現(xiàn)良好的,但不完美的取消在輸出電容器鋸齒波形。在沒有TLVR的情況下,即使32個階段和電感只在70NH的情況下,最快的睡下速率將是460A/輛。根據(jù)表2中的方程式,可折疊的能力將為-5387A/LATO。要獲得這個5,000英鎊的每一個階段都需要接受一個高頻的波波電流,即3.4Aa。 Rms .

我測試了一塊板假設(shè) Tsl 阿迪姆 C 使用了100納赫的目標 Tsl 對我來說 C .但是100納升 C 是真的嗎? Tsl 十六階段循環(huán)?"開始"和"結(jié)束"之間的大的次級循環(huán)。通過L測量實際電壓波形 C (這里是L36)當所有的16個階段和8個階段都是活躍的時,這一假設(shè)就有了解釋。如果我 Tsl 阿迪姆 C 并且使用表3中的公式,你應(yīng)該期望一個正方形波在+8V和-16V之間,是每相開關(guān)頻率的八倍。此波形的RMS值應(yīng)為11.3V.

實際的L36波形相對于預(yù)期的泄漏總波形和RMS值(5.02V對11.3V)都指向L C 一半Tsl 并指出這一事實,另有100納米H從電感泄漏和印刷電路板痕跡在第二循環(huán)。將實際的RMS值與預(yù)期的RMS值相比較,而不是峰值值,可以減少測量波形上明顯的寄生鈴聲引起的混淆。

由于二次環(huán)路的總電感為200NH,32級設(shè)計的輸出電流旋回能力降至-2827A/LOT。對于5,000A/雙模負載的斜率應(yīng)用程序,縮短了實際的L值 C 將總二次電感降至100NH。對于最大負載旋轉(zhuǎn)速率小于3,000安特的應(yīng)用,留下補償電感將使循環(huán)高頻電流減少一半,并將這些電流的損耗減少75%。

獲得泄漏電感

知道實際的泄漏電感在你的TLVR環(huán)路將使你在最好的位置,得到您的輸出電流速度,同時最大限度地減少增加損失的TLVR環(huán)路。