一個跨感應電壓調節(jié)器(tlvr)修改了傳統(tǒng)的多相轉換器,加速了轉換器的輸出電流旋轉速度的能力,以接近高速處理器的快速負載轉換速率或應用專用集成電路的核心電壓軌。每一個輸出電感得到一個二次繞組,這些繞組被串聯地連接起來,以創(chuàng)建一個二次環(huán)路來加速對負載變化的響應。然而,這種負載瞬態(tài)性能的改善是以增加靜態(tài)波動及其造成的功率損失為代價的。問題是,很難估計次級回路中的實際整體電感,這是性能的一個主要驅動因素,因為布局和印刷電路板(印刷電路板)的結構會對其產生重大影響。在這個能量提示里,我將展示一個簡單的測量,您可以使用估計實際泄漏電感在TLVR二次循環(huán)和優(yōu)化性能。

圖1 是一個簡化的多相元變換器的示意圖,沒有和與Tlvr電路。

圖1 簡化多相轉換器和TLVR圖。

請注意,將輸出電感的所有第二位與補償電感值(L)連接的Tlvr中增加的二次循環(huán) ,以及顯示的寄生元素。所有這些電感的總和是總二環(huán)電感,或l Tsl .L Tsl 確定TLVR的性能,因為增加的輸出電流轉換速率和來自TLVR循環(huán)的高頻波波電流與它成反比。由于寄生電感的不可預測性,在首次引入TLVR時,它包括一個固定的L。

現有的方法集l C "淹沒"寄生的電感,假設它們比L要少得多 C .但有一個范圍測量跨越L C 或者驗證這個假設,或者如果沒有,提供你需要的信息來估計 Tsl .你就可以調整 C 為了更好地匹配目標的整體泄漏,以獲得最佳的滑道率能力和波紋電流性能,在某些情況下忽略它。

TLVR性能方程是以每微秒安培的速度輸出電流的可調節(jié)能力,最近的一些應用要求每微秒5000安培。睡眠能力也同樣重要,但對V來說 在…中 (一般為12V)一般比V大得多 在外面 (0.7%至1.8V通常),睡速能力一般要大得多,而且可能過高。限制你可以同時打開多少階段通常會減少過度的睡覺能力。

這個32級設計使用了兩個Tlvr環(huán)路,每個環(huán)路的鋸齒頻率接近5MHZ,但180度的相位,以實現良好的,但不完美的取消在輸出電容器鋸齒波形。在沒有TLVR的情況下,即使32個階段和電感只在70NH的情況下,最快的睡下速率將是460A/輛。根據表2中的方程式,可折疊的能力將為-5387A/LATO。要獲得這個5,000英鎊的每一個階段都需要接受一個高頻的波波電流,即3.4Aa。 Rms .

我測試了一塊板假設 Tsl 阿迪姆 C 使用了100納赫的目標 Tsl 對我來說 C .但是100納升 C 是真的嗎? Tsl 十六階段循環(huán)?"開始"和"結束"之間的大的次級循環(huán)。通過L測量實際電壓波形 C (這里是L36)當所有的16個階段和8個階段都是活躍的時,這一假設就有了解釋。如果我 Tsl 阿迪姆 C 并且使用表3中的公式,你應該期望一個正方形波在+8V和-16V之間,是每相開關頻率的八倍。此波形的RMS值應為11.3V.

實際的L36波形相對于預期的泄漏總波形和RMS值(5.02V對11.3V)都指向L C 一半Tsl 并指出這一事實,另有100納米H從電感泄漏和印刷電路板痕跡在第二循環(huán)。將實際的RMS值與預期的RMS值相比較,而不是峰值值,可以減少測量波形上明顯的寄生鈴聲引起的混淆。

由于二次環(huán)路的總電感為200NH,32級設計的輸出電流旋回能力降至-2827A/LOT。對于5,000A/雙模負載的斜率應用程序,縮短了實際的L值 C 將總二次電感降至100NH。對于最大負載旋轉速率小于3,000安特的應用,留下補償電感將使循環(huán)高頻電流減少一半,并將這些電流的損耗減少75%。

獲得泄漏電感

知道實際的泄漏電感在你的TLVR環(huán)路將使你在最好的位置,得到您的輸出電流速度,同時最大限度地減少增加損失的TLVR環(huán)路。