介紹

數據中心中的電源實時測量輸入功率并將測量結果報告給主機，這就是所謂的電計量(e-metering)。在過去十年中，電子電表已成為電源裝置的常見要求，因為它為數據中心帶來了以下優(yōu)勢 ：

· 識別異常低或高的能源使用量以及潛在原因，支持調峰等做法。

· 促進圍繞空間和電力利用率的容量規(guī)劃。

· 幫助跟蹤和管理能源成本;核實能源賬單;并通過提高能源效率和能源管理來確定優(yōu)先順序、驗證和降低能源成本。

· 能夠對數據中心性能進行定量評估，并在公平的競爭環(huán)境中對該性能進行基準測試。

· 幫助制定和驗證能源效率戰(zhàn)略，并發(fā)現(xiàn)通過降低能源和運營成本來提高能源效率的機會。

· 調試和檢測物理系統(tǒng)中的故障并診斷其原因。

由于所有這些原因，電子表必須非常準確。圖1顯示了模塊化硬件系統(tǒng)-通用冗余電源(M-CRPS)電表精度要求，要求負載大于125 W時輸入功率測量誤差在±1%以內，在±1.25 W以內當負載在 50W 至 125W 之間時，當負載低于 50W 時，在 ±5W 范圍內。

圖1 M-CRPS電表精度規(guī)范，要求輸入功率測量誤差：負載大于125W時在±1%以內;當負載介于 50 W 和 125 W 之間時，誤差范圍在 ±1.25 W 范圍內;當負載低于 50 W 時，誤差范圍在 ±5 W 范圍內。

為了達到如此高的測量精度，傳統(tǒng)上電子表功能是通過專用計量設備來實現(xiàn)的，如圖2所示。功率因數校正 (PFC) 輸入側的電流分流器感測輸入電流，交流線路和交流中性點上的分壓器(圖 2 中未顯示)感測輸入電壓。專用計量設備接收該電流和電壓信息，并計算輸入功率和輸入均方根(RMS)電流信息，將結果發(fā)送到主機。

圖 2傳統(tǒng)電表和 PFC 控制配置，其中：PFC 輸入側放置分流器以感測輸入電流，分壓器(未顯示)感測交流線路，交流中性線感測輸入電壓。

為了控制 PFC 輸入電流，另一個電流傳感器(例如圖 2 中所示的霍爾效應傳感器)會感測輸入電流，然后將輸入電流信息發(fā)送到 MCU 以進行 PFC 電流環(huán)路控制。然而，霍爾效應傳感器和專用計量裝置都很昂貴。

在本電源技巧中，我將討論一種低成本但高精度的電子表解決方案，該解決方案使用單個電流傳感器進行電子計量和 PFC 電流環(huán)路控制。將電表功能集成到 PFC 控制代碼中，無需專用計量設備，不僅降低了系統(tǒng)成本，還簡化了印刷電路板 (PCB) 布局并加快了設計過程。

電子表解決方案

圖 3顯示了建議的電子電表配置。電流分流器感測輸入電流;隔離式 Delta-Sigma 調制器 AMC1306 可測量分流器上的壓降。 Δ-Σ 調制器輸出發(fā)送至 PFC 控制器 MCU。該電流信息將用于電子計量和 PFC 電流環(huán)控制。分壓器感測輸入電壓，然后由 MCU 的模數轉換器 (ADC) 直接測量輸入電壓，就像傳統(tǒng) PFC 控制一樣。

圖 3新的電表和 PFC 控制配置，其中：電流分流器感測輸入電流，隔離式 Δ-Σ 調制器測量分流器上的電壓降，調制器的輸出用于電子計量和 PFC 電流。循環(huán)控制。

Delta-Sigma 調制器

與幾乎所有數字 PFC 控制器 MCU 都使用的逐次逼近寄存器 (SAR) 型 ADC 相比，Δ-Σ 調制器可以提供高分辨率數據。調制器以非常高的速率對輸入信號進行采樣，以產生 1 位代碼流，如圖4所示。

圖4 Delta-sigma調制器的輸入和輸出;較高的正輸入信號在輸出端產生的時間百分比較高，而較低的負輸入信號在輸出端產生的時間百分比較低。

1 與 0 的比率表示輸入模擬電壓。例如，如果輸入信號為 0 V，則 50% 的時間輸出為 1。較高的正輸入信號產生較高百分比的時間，而較低的負輸入信號產生較低百分比的時間。與大多數量化器不同，Δ-Σ 調制器將量化噪聲推至更高頻率 [4]，使其適合高精度測量。

Delta-Sigma 數字濾波器

C2000 MCU 具有內置 delta-sigma 數字濾波器，可對 1 位流進行解碼。濾波器輸出的有效位數 (ENOB) 取決于濾波器類型、過采樣率 (OSR) 和 Δ-Σ 調制器頻率 [5]。通常，對于給定的濾波器類型，較高的 OSR 將導致較高的 ENOB;然而，代價是增加了濾波器延遲。

通過研究最佳速度與分辨率的權衡來選擇正確的濾波器配置非常重要。對于PFC電流環(huán)控制來說，短延遲更為重要，因為它有助于增加控制環(huán)相位裕度并減少總電流諧波失真。另一方面，為了實現(xiàn)電子計量的高精度，需要高分辨率的電流數據。因此，這里提出的解決方案使用兩個delta-sigma數字濾波器：一個配置為高速但分辨率相對較低，用于PFC電流環(huán)控制，另一個配置為高分辨率但速度相對較低，用于電子計量;參見圖5。

圖 5建議的 delta-sigma 濾波器配置使用兩個濾波器：一個用于高速但具有低分辨率，用于 PFC 電流環(huán)路控制;另一個用于低速，用于電子計量但具有高分辨率。

固件結構

圖6是固件結構，由三個循環(huán)組成：

· 用于緩慢且非時間關鍵任務的主循環(huán)。

· 以 100 kHz 運行的快速中斷服務例程 (IRS1)，用于 ADC、delta-sigma 數據讀取和電流環(huán)路控制。

· 較慢的 ISR2 以 10 kHz 運行，用于電壓環(huán)路控制和電表計算。

由于電表計算在 ISR2 中進行，因此它對 PFC 電流環(huán)路沒有影響。使用此結構將電表功能集成到 PFC 控制代碼中不會影響 PFC 性能。

圖 6由三個循環(huán)組成的固件結構：一個用于低非時間關鍵任務的主循環(huán);用于 ADC、delta-sigma 數據讀取和電流環(huán)路控制的 100 kHz IRS1 環(huán)路;和 10 kHz ISR2 lopo，用于電壓環(huán)路控制和電表計算。

電表計算

現(xiàn)在已有輸入電流數據(通過 Delta-Sigma 調制器)和輸入電壓數據(通過 MCU 的 ADC)，是時候執(zhí)行電表計算了。公式 1 計算輸入電壓 RMS 值：

其中 V in (n) 是 ADC 采樣數據中的V ，N 是一個 AC 周期內 ADC 采樣的總數。

輸入電流有效值計算包括兩個步驟。第一步是計算測量電流(電感電流)RMS 值，如公式 2 所示：

其中 (n)中的I是 delta-sigma 數字濾波器輸出。

返回圖 3，由于分流電阻器放置在 EMI 濾波器之后，因此不會測量 EMI 濾波器的 X 電容器引起的無功電流。因此，公式 2 并不代表總輸入電流。這種情況在高線路和輕負載時會更嚴重，此時無功電流不可忽略;準確的輸入電流報告需要將其包括在內。

為了計算 EMI 電容器的無功電流，首先需要知道輸入電壓頻率。 ADC 測量交流線路和中性線電壓;比較線路電壓值和中性線電壓值將發(fā)現(xiàn)零交叉。由于輸入電壓以固定速率采樣，因此可以通過計算兩個連續(xù)過零點之間的采樣數來計算交流頻率。一旦知道輸入電壓頻率，公式 3 即可計算 EMI 電容器的無功電流：

其中 C 是 EMI 濾波器的總電容，f 是輸入交流電壓頻率。

I EMI是超前測量電流 (I L ) 90 度的無功電流;因此，公式 4 將總輸入電流計算為：

輸入功率計算也包含兩個步驟。首先，計算測得的功率，如公式 5 所示：

由于輸入電壓是在 EMI 濾波器之后測量的，因此不會測量 EMI 濾波器引起的功率損耗。雖然這種功率損耗通常非常小，但對于需要極其精確測量的應用，您可能需要將其包括在內。

EMI 濾波器的總直流電阻為 R。公式 6 將 EMI 濾波器的功率損耗計算為：

最后，將 EMI 濾波器功率損耗與測得的功率相加即可得出總輸入功率(公式 7)：

測試結果

我在 3.6 kW(低線路時為 1.8 kW)圖騰柱無橋 PFC 中實現(xiàn)了建議的電子表功能。圖7、圖8和圖9分別顯示了低線、高線和直流輸入時的測試結果。該實施實現(xiàn)了 <0.5% 的測量誤差，比 M-CRPS 電子計規(guī)范好兩倍。此外，該實施僅使用1點校準，這顯著減少了校準時間和成本。

圖 7在 1.8 kW 低電壓線路(Vin 設置為 115 VAC)下的電表測試結果顯示電表精度遠優(yōu)于 M-CRPS 精度規(guī)范。

圖 8電子表在 3.6 kW 高線路下的測試結果，Vin 設置為 230 VAC，顯示電子表的精度遠優(yōu)于 M-CRPS 精度規(guī)格。

圖 9直流輸入時的電子計測試結果顯示電子計精度遠優(yōu)于 M-CRPS 精度規(guī)格。

低成本、高精度電子表

本文介紹了一種低成本且高精度的電表解決方案：隔離式 Delta-Sigma 調制器測量輸入電流，然后將其發(fā)送到 MCU 以進行電表測量和 PFC 電流環(huán)路控制。所提出的解決方案僅通過 1 點校準即可實現(xiàn)出色的測量精度。與傳統(tǒng)電子表解決方案相比，它不僅節(jié)省了成本，還簡化了 PCB 布局并加快了設計過程。