醫(yī)療設(shè)備、測(cè)試測(cè)量?jī)x器等很多應(yīng)用對(duì)電源的紋波和噪聲極其敏感。 理解輸出電壓紋波和噪聲的產(chǎn)生機(jī)制以及測(cè)量技術(shù)是優(yōu)化改進(jìn)電路性能的基礎(chǔ)。

1：輸出電壓紋波

以Buck電路為例，由于寄生參數(shù)的影響，實(shí)際Buck電路的輸出電壓并非是穩(wěn)定干凈的直流電壓，而是在直流電壓上疊加了輸出電壓紋波和噪聲，如圖1所示。

圖1. Buck 輸出電壓紋波和噪聲

實(shí)際輸出電壓紋波由電感電流與輸出阻抗決定，由三部分組成，如圖2 所示。

電感電流紋波通過輸出電容的寄生電阻ESR形成的壓降

輸出電容的充放電

寄生電感引起的電壓突變

圖2. 輸出電壓紋波的組成

不同類型的輸出電容，寄生參數(shù)的大小不同，三部分紋波所占的比例也有所不同。因此，使用不同類型的輸出電容會(huì)得到不同波形的電壓紋波。如圖3所示，電解電容的ESR較大，紋波由ESR主導(dǎo)，波形與電感電流紋波形狀類似。陶瓷電容的ESR和ESL都很小，主要由電容的充放電主導(dǎo)，紋波類似電容的充放電曲線。OSCON電容三者的影響都體現(xiàn)在紋波中。

圖3. 不同類型輸出電容的電壓紋波

2：輸出電壓紋波的測(cè)量

在測(cè)量輸出電壓紋波時(shí)，要注意如下幾點(diǎn)，正確方式如圖4所示。

保證接地環(huán)路盡可能小，建議使用接地環(huán)

探頭應(yīng)靠近電容兩側(cè)

避免同時(shí)使用示波器其他通道測(cè)試其他點(diǎn)位的波形

如果只關(guān)注開關(guān)頻率分量紋波，建議打開示波器帶寬限制

如圖5所示，左側(cè)波形同時(shí)測(cè)量開關(guān)節(jié)點(diǎn)和輸出電壓紋波，帶寬限制關(guān)閉?？梢钥吹剑敵鲭妷杭y波中的噪聲較大，影響紋波的測(cè)量。

圖4. 輸出電壓紋波測(cè)試方式

圖5. 輸出電壓紋波測(cè)試對(duì)比

3：輸出電壓紋波的抑制

由以上分析可知，輸出電壓紋波由電感紋波電流和輸出電容阻抗決定(式1)。

因此，要降低輸出電壓紋波可以通過降低電感電流紋波或者降低輸出電容阻抗。當(dāng)輸入輸出電壓和負(fù)載一定時(shí)，電感電流的紋波跟開關(guān)頻率和電感量成反比。增加電感量或者開關(guān)頻率可以有效降低輸出電壓的紋波，但開關(guān)頻率和電感往往受到電路效率和體積等的限制。

當(dāng)開關(guān)頻率和電感值一定時(shí)， 抑制紋波電壓最有效的方式是減小輸出電容在開關(guān)頻率處的輸出阻抗。在實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景中，通常會(huì)并聯(lián)多種不同的輸出電容來獲得足夠的容量并降低輸出電壓紋波，如圖6所示。由式(2)-(5)可以計(jì)算得到輸出電容的總阻抗以及等效的電阻和電容。若已知Buck電路的開關(guān)頻率，通過式(3)可得到開關(guān)頻率處的阻抗，也就可以得到輸出電壓紋波。但是，當(dāng)輸出電容數(shù)量較多時(shí)，計(jì)算會(huì)變得很復(fù)雜。簡(jiǎn)單有效的方式可以借助Excel 工具，如圖6所示。

圖6. 多個(gè)輸出電容并聯(lián)

圖7. 輸出電壓紋波計(jì)算工具

若選擇合適的電容仍然無法滿足紋波的要求，可以增加第二級(jí)LC 濾波器來進(jìn)一步降低輸出電壓紋波， 如圖8所示。

圖8. Buck 電路第二級(jí)LC濾波器

第二級(jí)LC濾波器提供額外的增益衰減，但同時(shí)高品質(zhì)因素Q值也會(huì)導(dǎo)致相位裕度降低，甚至導(dǎo)致環(huán)路穩(wěn)定性問題，如圖9所示。為保證環(huán)路穩(wěn)定，可以在L2兩端增加damp電阻，降低Q值。圖10以TI電源模塊LMZ23601為例 (Vin = 24V, Vout = 5V, Fsw = 750kHz, Iout = 1A)，在輸出端增加160nH 電感, 3X22uF 電容, 250m? damp電阻，輸出電壓紋波<1mV。

圖9. Buck兩級(jí)濾波波特圖

圖10. LMZM23601 兩級(jí)濾波

圖11. LMZ23601 兩級(jí)濾波輸出電壓紋波

綜上所述，理解輸出電壓紋波的形成原理，根據(jù)實(shí)際應(yīng)用要求，針對(duì)性地優(yōu)化電感值、開關(guān)頻率以及輸出電容，可有效降低輸出電壓紋波，滿足應(yīng)用需求。

02

高頻噪聲分量的來源和抑制

1：輸出電壓噪聲

輸出電壓波形中除了開關(guān)頻率分量的紋波以外，還存在高頻噪聲分量，如圖1所示。高頻噪聲是如何形成的呢?主要是由電路中的寄生參數(shù)造成的。在實(shí)際電路中，PCB走線存在寄生電感和電阻，輸入輸出電容會(huì)引入寄生電感和電阻，兩個(gè)不同電位的平面之間會(huì)形成寄生電容。以Buck電路為例，上下管切換的瞬間，輸入回路中的寄生電感與開關(guān)管的輸出電容諧振。因此，開關(guān)節(jié)點(diǎn)SW在上升和下降沿會(huì)產(chǎn)生高頻振蕩，且寄生參數(shù)越大，振蕩的幅度也越大，甚至損壞開關(guān)管。該高頻振蕩會(huì)通過SW節(jié)點(diǎn)與輸出VOUT之間的寄生電容耦合到輸出電壓，也就是輸出電壓中的高頻噪聲。

圖1. Buck電路的寄生參數(shù)

2：輸出電壓噪聲的抑制

了解高頻噪聲的來源和耦合途徑，可以幫助我們有針對(duì)性地抑制輸出電壓噪聲。下面分別介紹如何通過噪聲源和耦合途徑來抑制輸出電壓噪聲。

針對(duì)噪聲源，有如下幾種抑制方法：

PCB布板時(shí)盡量減小輸入高di/dt回路

Buck電路的輸入回路由輸入電容CIN, 上管HS和下管LS組成。HS和LS的開關(guān)動(dòng)作導(dǎo)致輸入環(huán)路電流的非連續(xù)性，引起SW電壓的振蕩。輸入環(huán)路越大，振蕩越嚴(yán)重，開關(guān)管的電壓應(yīng)力越大。將輸入電容盡可能靠近HS和LS，保證輸入環(huán)路盡最小，可有效降低開關(guān)節(jié)點(diǎn)SW的振蕩，如圖2所示。

圖2. 輸入電容位置對(duì)輸出電壓噪聲的影響

2.使用TI HotRod 封裝產(chǎn)品

HotRod 封裝技術(shù)將芯片內(nèi)部的die倒置，通過銅柱直接連接die 和lead frame，消除了使用wire bond引入的寄生電感，減小SW節(jié)點(diǎn)的振蕩，例如LMR33630。另外，如圖4所示，HotRod封裝有兩個(gè)電源VIN引腳和兩個(gè)接地GND引腳，分別位于封裝的兩端。這種引腳分配可以減少VIN和GND回路造成的寄生環(huán)路電感。如果在器件的兩邊都有對(duì)稱布局的輸入電容，等效寄生回路電感則會(huì)減半(兩個(gè)相等的并聯(lián)電感)。這可以有效地減少高的di/dt 產(chǎn)生的噪聲，相當(dāng)于高頻濾波。

圖3. TI Hotrod 封裝技術(shù)

圖4. LMR33630 對(duì)稱輸入降低

3.使用TI電源模塊產(chǎn)品

由于Layout的限制，輸入電容無法無限靠近Buck 芯片。TI的電源模塊產(chǎn)品集成高頻輸入電容和電感，進(jìn)一步減小輸入回路和SW節(jié)點(diǎn)的面積，降低噪聲，如圖5所示。

圖5. TI電源模塊產(chǎn)品

針對(duì)耦合途徑，有如下幾種抑制方法：

選擇寄生電容較小的電感

理想電感對(duì)高頻噪聲呈現(xiàn)很大的阻抗，因此輸出電壓中的噪聲很小。但是，實(shí)際電感存在寄生電容，噪聲會(huì)通過耦合電容，耦合到輸出電壓。因此，選擇耦合電容較小的電感，在一定程度上可抑制輸出電壓噪聲。

圖6.噪聲耦合途徑

2.并聯(lián)高頻濾波電容

直觀地理解，輸出電壓噪聲等于SW噪聲在輸出電容阻抗和輸出電感阻抗的分壓。也就是說，輸出電容在噪聲頻率處的阻抗越小，耦合到輸出的噪聲就越小。但是，多個(gè)電容并聯(lián)后，輸出電容的阻抗曲線會(huì)存在多個(gè)諧振點(diǎn)。如圖7所示，增加高頻電容后，在諧振點(diǎn)處，阻抗最小; 諧振點(diǎn)之前，阻抗變大; 諧振點(diǎn)之后，阻抗變小。因此，并非增加高頻電容就一定能減小輸出噪聲。噪聲頻率位于諧振點(diǎn)處，輸出噪聲最小。如圖8所示，增加220pF的電容，電壓噪聲反而增加了。因此，選擇合適的輸出電容至關(guān)重要。

圖7.輸出并聯(lián)高頻濾波電容的阻抗特性

圖8. 不同電容對(duì)輸出電壓噪聲的影響

綜上所述，理解輸出電壓噪聲的形成原理，根據(jù)實(shí)際應(yīng)用要求，選擇先進(jìn)的封裝技術(shù)/電源模塊產(chǎn)品、優(yōu)化PCB布局、增加濾波電容可有效降低輸出電壓噪聲，滿足應(yīng)用需求。