引言

伴隨電力電子技術(shù)的發(fā)展,三相脈沖寬度調(diào)制(PulsewidthModulation,PWM)逆變系統(tǒng)也得到了廣泛研究與應(yīng)用。目前,PWM逆變技術(shù)在傳統(tǒng)電力傳動、航空、航海以及新能源等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。當(dāng)直流電網(wǎng)搭載PWM逆變器,直流系統(tǒng)的穩(wěn)定性將很大程度上受逆變器的動靜態(tài)行為影響,尤其是在小型直流系統(tǒng)(如船舶、艦艇等)中。文獻(xiàn)提出了通過艦船逆變器和輔助發(fā)電機(jī)并網(wǎng),這對逆變器的穩(wěn)定性能提出了更高的要求。

為降低低頻諧波的影響,逆變器直流側(cè)一般采用電解電容。一方面,電解電容容值大,能有效減小低頻諧波:另一方面,電解電容體積大、壽命短,因而成為變換器中最薄弱的環(huán)節(jié)。為減少逆變器對直流電容的依賴,本文通過分析直流側(cè)低頻諧波產(chǎn)生的原因,致力于減小低頻諧波對直流側(cè)的影響。大多數(shù)三相PWM逆變器,為了實(shí)現(xiàn)負(fù)載與逆變器之間的電氣隔離,提高逆變器的抗干擾能力,輸出端皆采用芯式工頻變壓器。變壓器不僅能改變輸出電壓等級,還能提高輸出波形質(zhì)量,但目前逆變器的輸出變壓器基本是采用三相芯式鐵芯結(jié)構(gòu),該變壓器在同一平面上并列分布著三個鐵芯,鐵芯結(jié)構(gòu)的不對稱,造成了三相磁阻分布的不對稱,從而導(dǎo)致三相勵磁電流的不對稱,這種不對稱的勵磁電流將在直流側(cè)產(chǎn)生低頻諧波。國內(nèi)眾多學(xué)者致力于逆變器諧波抑制的研究,文獻(xiàn)采用三相電壓型逆變器隨機(jī)選擇性電壓諧波消除方法,能選擇性降低特定頻率的噪聲,但其主要是針對開關(guān)頻率附件的諧波:文獻(xiàn)采用比例積分諧振(PIR)控制器來進(jìn)行低頻諧波抑制,但其主要針對奇次諧波:文獻(xiàn)提出了一種針對多環(huán)控制的直流偏磁抑制策略,它主要是針對變壓器直流偏磁產(chǎn)生的低頻諧波。

本文將對逆變器輸出側(cè)三相芯式工頻變壓器對逆變器直流母線側(cè)奇次及倍次諧波產(chǎn)生的原理及相關(guān)影響展開研究。在對低頻諧波展開分析之前,首先對變壓器不平衡勵磁電流進(jìn)行定量分析:然后,闡述變壓器直流偏磁電流和不平衡勵磁電流在逆變器直流側(cè)產(chǎn)生低頻諧波的基本原理:最后,通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證文中分析的正確性。

1芯式工頻變壓器不對稱電流分析

圖1為輸出側(cè)為三相芯式工頻變壓器的三相逆變器結(jié)構(gòu)圖,圖2為交流側(cè)單相等效電路圖。

本文實(shí)驗(yàn)用輸出側(cè)變壓器為A-Y接法,如圖3所示,其中i'ma、i'mb、i'mc為原邊勵磁電流,i'ao、i'bo、i'co為原邊繞組電流。忽略變壓器漏感的影響,作出不對稱磁路圖如圖4所示,物理結(jié)構(gòu)的不對稱,引起了磁路的不對稱,Rm為單個芯柱的磁阻,小'A、小'B、小'C分別為A、B、C三相的主磁通。

由于變壓器原邊電壓為逆變器控制輸出,故原邊電壓三相對稱。電源三相對稱的情況下,小aA、小aB、小aC磁通也三相對稱,從而有:

FaA、FaB、FaC為三相勵磁磁勢,是A、B、C三相空載電流iaao、iabo、iaco所建立的。在不考慮諧波的情況下,由于:

有:

對三相磁路列寫磁路方程,得到:

根據(jù)公式(1)(3)(4),可解得:

得到空載電流比:

利用公式(5)計算出iaao超前iabo的相角和iabo超前iaco的相角6=111o,令:

得到:

式中:io為B、C相勵磁電流峰值。

從式(9)可以看出,該變壓器三角側(cè)空載電流幅值上A相約為B、C相的1.3倍,相角也并非互差120o。

考慮負(fù)載和漏感,作出交流側(cè)單相等效電路圖,如圖5所示。根據(jù)等效電路圖以及相關(guān)參數(shù),可以得到式(10)(11)(12)。

由式(10)(11)(12)可以得到:

由式(13)可以得出iA與變比、負(fù)載電流還有漏感之間的關(guān)系。由于漏感Xsc遠(yuǎn)小于勵磁電感Xm,因此Xsc/Xm約等于0,可忽略。則式(13)可改為:

第一部分為負(fù)荷電流,漏感對負(fù)荷電流大小的影響可以忽略:第二部分則為勵磁電感上的勵磁電流。從式中可以看出,漏感上的電壓降將隨負(fù)載增大而增大,但由于漏感自身相對于勵磁電感很小,對應(yīng)減小的勵磁電流可以忽略,因此可以忽略負(fù)載電流對不平衡勵磁電流的影響。

2直流側(cè)低頻諧波分析

為了描述逆變器的電流,分析逆變器直流輸入電流的諧波分量,文獻(xiàn)[11]提出了采用傅里葉展開式來構(gòu)成逆變器的開關(guān)門信號。將4wM控制方式下的三相開關(guān)進(jìn)行傅里葉展開,得:

當(dāng)n=0時,An=0.5:n>3時,可以令A(yù)n=0。則可以將直流電流iin表示為:

根據(jù)圖2,得到交流側(cè)的電流方程:

在傅里葉展開式中,三相對側(cè)電流變換到直流側(cè)只有基頻項(xiàng),開關(guān)頻率為高次諧波,在此不做討論。故對稱電流icx和i1Оadx經(jīng)傅里葉變換得到的直流輸入電流將產(chǎn)生對應(yīng)的直流分量。

由于三相勵磁電流之和為0,當(dāng)n=1時:

視勵磁電感為純感性負(fù)載,故功率因數(shù)角9=-80°。計算可得:

因此,直流側(cè)電流包含了因不平衡勵磁電流而產(chǎn)生的二次諧波。當(dāng)n=2,+,…時,直流側(cè)將產(chǎn)生2的倍頻次諧波。

根據(jù)上一節(jié)的分析,負(fù)載電流的大小不會影響變壓器勵磁電流的大小,故直流側(cè)2次及其倍頻次諧波也不隨負(fù)載變化。

對于變壓器直流偏磁引起的直流分量,由于:

當(dāng)n=1時:

得到:

式中:idb和idc為直流量。

由式(22)可得,偏磁電流將在直流輸入電流中產(chǎn)生奇次諧波。當(dāng)n=2,+,…時,產(chǎn)生相應(yīng)頻次的諧波。

逆變器直流側(cè)低頻諧波受變壓器偏磁電流影響。文獻(xiàn)對在空載和帶載情況下的單相變壓器直流偏磁進(jìn)行測量,結(jié)果顯示變壓器的直流偏磁電流和偶次諧波會隨著變壓器負(fù)載功率的增加而增大。同理,逆變器輸入側(cè)奇次及其倍頻次諧波也將隨負(fù)載增大而增大。

3實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證上述理論分析的正確性,本文在一臺59kA逆變器平臺上進(jìn)行了驗(yàn)證。首先進(jìn)行逆變器輸出變壓器的空載實(shí)驗(yàn),獲得其空載時的三相電流,如圖6所示。利用軟件分析其基波分量的幅值,得到A、B、C三相電流的有效值分別為0.760A、0.67+A、0.651A。同時分析三者的相位關(guān)系,得:ia滯后ic131.6o,ia超前ib128.+o,結(jié)果與公式(9)理論計算的結(jié)果基本吻合。

其次,在三相逆變器上進(jìn)行諧波測試,基本參數(shù)如表1所示。因需要有效降低直流側(cè)低頻諧波,直流濾波電容Cdc采用了容量較大的電解電容,其容值達(dá)到2350μF,差模電感Ldc選為2.2mH。

實(shí)驗(yàn)得到空載和帶載情況下直流側(cè)頻譜波形,圖7為空載情況下的實(shí)驗(yàn)波形,圖8為4kVA負(fù)載情況下的實(shí)驗(yàn)波形。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證,逆變器在正常運(yùn)行情況下,直流輸入電流都存在奇次、2次以及相應(yīng)的倍頻次諧波,且不受負(fù)載影響。由于實(shí)驗(yàn)場地受限,逆變器直流輸入電壓系采用三相不控整流所得,故實(shí)驗(yàn)中存在較高的6次諧波。

比較空載與帶載時的實(shí)驗(yàn)波形,奇次諧波會隨負(fù)載電流增大而相應(yīng)增大,這是帶載時直流偏磁電流增大引起的,由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出,空載幅值相較于帶載約小了8dB。另一方面,由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以得出,2次諧波在空載和帶載情況下基本不變,由于勵磁電流不受負(fù)載電流影響,故其大小也不受負(fù)載影響。

4結(jié)語

本文分析了三相逆變器中輸出側(cè)三相芯式工頻變壓器的偏磁電流和不平衡勵磁電流對直流輸入側(cè)低頻諧波影響的基本原理,分析得出:變壓器偏磁電流是奇次諧波產(chǎn)生的主要原因,不平衡勵磁電流是2次及其倍次諧波產(chǎn)生的主要原因。同時,隨著負(fù)載的增大,奇次諧波增大,而偶次諧波基本不變。最終,該結(jié)論在輸出側(cè)為三相芯式工頻變壓器的三相逆變器中得到了驗(yàn)證。